基站系統(BTS)需要在符合各種不同標準的同時滿足信號鏈路的指標要求。本文介紹了一些信號鏈路器件，例如：高動態性能ADC，可變增益放大器，混頻器和本振，詳細介紹了它們在典型的基站中的使用，能夠滿足基站系統對高動態性能、高截點性能和低噪聲的要求。

大多數字接收機對其采用的高性能模-數轉換器(ADC)及模擬器件的要求都較高。例如，蜂窩基站數字接收機要求有足夠的動態范圍，以處理較大的干擾信號，從而把電平較低的有用信號解調出來。Maxim的15位65Msps模數轉換器MAX1418或12位65Msps模數轉換器MAX1211配以2GHz的MAX9993或900MHz的MAX9982集成混頻器，即可為接收機的兩級關鍵電路提供出色的動態特性，此外，Maxim的中頻(IF)數字可調增益放大器(DVGA) MAX2027和MAX2055能夠在許多系統中提供較高的三階輸出截點(OIP3)，并滿足系統所需要的增益調節范圍。

蜂窩基站(BTS：基站收發器)由多個不同的硬件模塊組成，其中之一就是完成RF接收(Rx)及發送(Tx)功能的收發器(TRx)模塊。在老式模擬AMPS及TACS BTS中，一個收發器只能用于處理一路全雙工Rx和Tx RF載波，若要實現要求的呼叫覆蓋率就需要很多個收發器才能提供足夠的載波。如今在全球范圍內，模擬技術已被CDMA和WCDMA所取代，歐洲也已在10年前就采用了GSM。在CDMA中，多個主叫用戶使用同一個RF頻率，這樣一個收發器就可同時處理多個主叫用戶的信號。截至目前已有多種CDMA和GSM的設計方案，BTS制造商也一直致力于探索可降低成本和功耗的方法，對單載波解決方案進行優化或開發多載波接收機就是行之有效的方案。圖1是BTS設備常用的欠采樣接收機的結構框圖。

圖1. 欠采樣接收機結構框圖

圖1中，Maxim的2GHz MAX9993和900MHz MAX9982混頻器可為許多設計提供所需的增益和線性度，而且具有極低的耦合噪聲，這樣就不再需要那些損耗較高的無源混頻器。MAX2027和MAX2055工作在接收機的第一、二中頻級，此兩款器件在其整個增益調節范圍內OIP3均可達到+40dBm。在圖1電路中數據轉換器采用的是MAX1418 (15位、65Msps)和MAX1211 (12位、65Msps)，此外Maxim的數據轉換器產品還有其它采樣速率的器件，可滿足大多數設計要求。若將圖1中的第二下變頻器省去(虛線中所示)，那么圖1所示電路就變成了單路下變頻器結構。

Maxim的低噪聲ADC： MAX1418

圖1所示的欠采樣接收機結構對ADC的噪聲和失真有著嚴格的要求。在接收機中，電平較低的有用信號單獨被數字化或同時伴隨有無用的、需要倍加關注的大幅度信號，因此要想使接收機正常工作，ADC的有效噪聲系數要按這兩種信號的極端情況(即有用信號最小、無用信號達到最大值)來計算。對于小的模擬輸入信號，ADC的噪聲基底中占支配地位的是熱噪聲和量化噪聲，決定了ADC的噪聲系數(NF)。

實際上，小信號條件下的ADC有效噪聲系數一經確定，模擬電路(RF或IF)的級聯噪聲系數也就隨之確定。ADC前級電路的最小功率增益應滿足接收電路的噪聲系數要求，通常該功率增益值以ADC過載前接收機所能容許的最大阻塞電平或最高干擾電平為上限。在BTS中，如果不采用自動增益控制(AGC)，ADC的動態范圍一般無法同時滿足電路噪聲系數(接收機靈敏度)和最大阻塞兩方面的要求，AGC電路可以放在RF級或IF級電路中，也可在兩級電路中同時包含AGC電路。

MAX1418系列的其它產品對fINPUT = fCLOCK/2的基帶應用特別適用。當轉換器工作在這個頻率范圍內，采用這些基帶特性極佳的器件，將具有最佳的動態范圍。這些產品中包括針對65Msps時鐘速率的MAX1419及針對80Msps時鐘速率的MAX1427，它們的基帶SFDR (無雜散動態范圍)均可達到94.5dBc。

表1所列是MAX1418的主要技術參數：

表1. MAX1418電特性

不接LSB時，MAX1418也可以與14位接口器件一起工作，這樣應用時，SNR會有輕微的損失，而SFDR則不受影響。

圖2給出了無阻塞情況下ADC的噪聲分布，這里假定在ADC之前的所有模擬電路的總級聯噪聲系數為3.5dB，同時假定設計目標是ADC導致的總噪聲系數的惡化不超過0.2dB，以滿足CDMA基站接收機的靈敏度要求。這樣一個噪聲系數值應該為空中接口留有足夠的余量，不過最終結果取決于末級檢波器的Eb/No (比特能量與噪聲功率頻譜密度的比值)的要求。基于表1的MAX1418的熱噪聲 + 量化噪聲基底,當器件時鐘為61.44Msps (50x碼片率)時，其等效噪聲系數為26.9dB。由于采用了過程增益控制，1.23MHz CDMA頻道帶寬下的ADC噪聲比Nyquist寬帶下的ADC噪聲低14dB。一般情況下，為了獲得3.7dB的接收機級聯噪聲系數,總增益要達到36dB。

圖2. 無阻塞情況下的ADC噪聲分布

當ADC前端增益為36dB時,天線端超過-30dBm的單音阻塞電平將超出ADC的輸入量程。cdma2000?蜂窩基站標準規定，天線端允許的最大阻塞電平為-30dBm，此時，前端增益就需要降低6dB，這樣在標準規范允許的余量范圍之內,允許加到ADC上的最大阻塞信號更大一些。假設留有2dB的余量，前端增益減小6dB就可使天線端的最大阻塞電平變為-26dBm，ADC的最大允許輸入信號變為+4dBm (見圖3)。當出現單音阻塞時，蜂窩標準允許總的干擾(噪聲+失真)相對于參考靈敏度來說惡化3dB，可這3dB在噪聲和失真之間如何分配就留給了設計人員。

假設：出現阻塞信號時，AGC增益為6dB，設計允許RF前端級聯噪聲加失真可以使NF下降1dB (標稱值為3.5dB)。當ADC前端增益僅為30dB時，ADC的SNR決定了其有效噪聲系數為29.4dB，級聯接收機在'阻塞條件'下的噪聲系數為5.7dB，這比根據接收機靈敏度計算出來的3.7dB的噪聲系數低了2dB。由于在此計算當中未將雜散特性考慮在內，ADC的無雜散動態范圍(SFDR)還允許額外降低1dB。當存在阻塞信號時，SINAD可被用于計算有效NF，不再分別計算噪聲和SFDR基值。

圖3. 出現阻塞情況下的ADC噪聲響應

MAX1211允許一次下變頻結構

如果在較高的IF段能夠獲得足夠的SNR和SFDR指標，欠采樣電路可以用于一次下變頻結構。Maxim的MAX1211 12位、65Msps轉換器就是采用這一結構設計的，它的引腳與即將推出的80Msps及95Msps轉換器兼容，此系列器件可對頻率高達400MHz的輸入信中頻號進行直接采樣，此外，它還具有其它先進的性能，如時鐘輸入可以是差分信號也可是單端信號，時鐘占空比可以在20%到80%之間，另外，還設計有數據有效指示器(以簡化時鐘及數據時序)，采用小型40引腳QFN (6mm x 6mm x 0.8mm)封裝，二進制補碼和格雷碼數字輸出格式。表2列出了模擬輸入頻率為175MHz時MAX1211的典型交流特性。

表2. MAX1211電特性

較之兩次變頻結構，一次變換器具有明顯的優勢。由于省去第二級下變頻混頻器、第二級中頻增益電路以及第二級LO合成器，元件數量及電路板空間可減少約10%，節約成本$10至$20。

不同結構的雜散考慮

如果需要進一步節省元件數、線路板空間，降低功耗及成本，可采用下面給出的一次變頻結構。假定設計的cdma2000接收機工作在PCS頻段，采樣速率為61.44Msps，合成器基準頻率為30.72MHz，第一中頻的中心選在6階Nyquist頻段169MHz，帶寬約為1.24MHz。對于DDS結構，采用相同的169MHz第一中頻，第二中頻的中心頻率在46.08MHz的2階Nyquist頻段。

表3. 用于SDC和DDC架構的假設雜散特性

表3列出了采用單載波、一次下變頻(SDC)和兩次下頻(DDC)結構時，在PCS頻段上端附近的RF載波雜散搜索假定條件。對于SDC結構來說，雜散搜索可在RF接收頻段、接收鏡像頻段、IF頻段及IF鏡像頻段發現134個諧波成份，這些雜散信號大多數階數較高，不會降低接收性能。對于DDC結構來說，雜散搜索會找出2400多個諧波成，這比SDC結構下找出的18倍還多，這些諧波分布在RF接收頻段、接收鏡像頻段、第一級IF頻段、第一級IF鏡像頻段、第二級IF頻段和第二級IF鏡像頻段。對于源自高階時鐘諧波和合成器基準頻率的雜散信號，可以通過在設計時仔細考慮電路板的布局或增加濾波來抑制，但是，對大量的階數較低的雜散成份的抑制就比較困難。

Maxim的IF放大器：MAX2027 & MAX2055

Maxim也提供每級增量為1dB的數控增益、高性能IF放大器。MAX2027就是一種數控增益放大器(DVGA)，采用單端輸入/單端輸出方式，可工作在50MHz至400MHz頻率范圍內，其最大增益時的噪聲系數只有5dB。MAX2055則是單端輸入/差分輸出的DVGA，可在30MHz至300MHz頻率范圍內驅動高性能ADC。在MAX2055的差分輸出和ADC差分輸入之間可以采用一個升壓變壓器，變壓器提供差分驅動，有利于輸出信號之間的平衡。這兩個DVGA工作在5V偏置，整個增益設置范圍內具有+40dBm的OIP3。

Maxim的高線性混頻器：MAX9993 & MAX9982

在接收電路中，混頻器往往承受對性能要求更加嚴格的較大的輸入信號。理想狀態下，混頻器輸出信號的幅值和相位與輸入信號的幅值和相位成正比，而且這種比例關系與LO信號無關。根據這一假設，混頻器的幅度響應與RF輸入呈線性關系，且與LO輸入信號無關。

然而，混頻器的非線性會產生一些不希望的混頻信號，稱之為雜散響應，這些雜散信號是由到達混頻器RF端口、并不希望出現的信號產生的IF頻段的響應。無用的雜散信號將干擾有用的RF信號的工作，混頻器的IF頻率可由下式給出：

fIF = ± mfRF ± nfLO這里，IF、RF和LO分別是各自端口的信號頻率，m和n是將RF和LO信號混頻后的諧波階數。

集成(或有源)平衡混頻器(比如Maxim的MAX9993和MAX9982)，由于其性能優于無源混頻方案而備受關注。當m或n為偶數時,平衡式混頻器能夠抑制一定的雜散響應，2次諧波性能更加優異。理想的雙平衡混頻器可以抑制m或n (或兩者)為偶數的所有響應。在雙平衡混頻器中，IF、RF和LO端口之間都是相互隔離的。采用設計合理的非平衡變壓器,混頻器可以在IF、RF和LO頻帶交迭。MAX9993和MAX9982特點包括：低噪聲系數，內含LO緩沖器，低LO驅動，允許兩路LO輸入的LO開關，極好的LO噪聲特性等,此外,在RF和LO端口還集成有RF非平衡變壓器。

Maxim的這些混頻器內都嵌有LO噪聲性能極好的LO緩沖器，降低了對LO電源的要求。通常LO噪聲與電平較高的輸入阻塞信號相混合會降低接收靈敏度。MAX9993和MAX9982內含低噪聲LO緩沖器，可在出現阻塞時減輕對接收靈敏度的影響。例如，假設VCO輸入信號的邊帶噪聲是-145dBc/Hz，MAX9993的LO噪聲特性的典型值是-164dBc/Hz，這樣復合邊帶噪聲就只下降了0.05dBc/Hz到-144.95dBc/Hz。采用這種方法，用戶不僅為混頻器提供一個電平較低的LO信號，還能確保接收機的混頻特性不會因MAX9993內置LO緩沖器的性能而降低。

此外，還有一種棘手的2階雜散響應，也稱為半中頻(1/2 IF)雜散響應，對于低端注入，混頻器階數為：m = 2、n = -2；對于高端注入，混頻器階數為：m = -2、n = 2。低端注入時，引起半中頻寄生響應的輸入頻率比希望的RF頻率低fIF/2 (圖4)。所希望的RF頻率為1909MHz與1740MHz的LO頻率進行混頻，得到的IF頻率為169MHz。雖然，CDMA的RF和IF載波頻寬為1.24MHz，但在這里表示成一個頻率為中心載頻的單頻信號。在這個例子中， 1824.5MHz頻率的無用信號造成了169MHz的半中頻雜散成份：

驗證：
2 x fHalf-IF - 2 x fLO =
2 x (fRF - fIF/2) - 2 x (fRF - fIF) =
2 x (fRF - 2 x fIF/2) - 2 x fRF + 2 x fIF = fIF

由此可得到：
2 x 1824.5MHz - 2 x 1740MHz = 169MHz

圖4. 有用fRF, fLO, fIF與無用fHalf-IF頻率的位置

抑制總量(也稱為2x2雜散響應)可根據混頻器的第二截點IP2來預測，圖5給出了2x2 IMR或雜散值(來自Maxim的MAX9993數據資料)。注意：圖中信號電平是用輸入IP2 (IIP2)性能計算的混頻器輸入電平。

具體的計算公式如下：

IIP2 = 2 x IMR + PSPUR = IMR + PRF
= 2 x 70dBc + (-75dBm) = 70dBc + (-5dBm)
= +65dBm

由于Maxim的MAX9982 900MHz有源濾波器提供的典型雜散響應2RF - 2LO為65dBc，因此，其IIP2的計算方法如下：

IIP2 = 2 x IMR + PSPUR = IMR + PRF
= 2 x 65dBc + (-70dBm) = 65dBc + (-5dBm)
= +60dBm

圖5. 計算混頻器輸入信號的第二截點，IIP2

RF通道的鏡頻抑制緊靠在混頻器的前端，用于衰減所有的放大器諧波，而LO通路的噪聲濾波器則用于衰減LO注入引起的諧波。電平較高的輸入信號會在設備的輸入或輸出端引起失真或交調，其數值可以通過計算截點得到。 當混頻器LO功率為固定值時，其截點或失真成份的階數僅取決于RF倍頻，而與LO的倍頻無關，只需考慮RF信號的變化。這里說的階數代表失真隨輸入電平上升而增加的速度。

在接收器增益要求不高時，Maxim的15位ADC MAX1418具有極佳的噪聲性能，因而可以用最小的AGC承受較大的阻塞電平或干擾電平。MAX1211 ADC系列產品適合于一次變頻接收結構，其第一IF輸入頻率可達400MHz。另外，Maxim的MAX9993和MAX9982混頻器可提供需要的線性度，同時噪聲系數低，功率增益較高，因而可在接收機設計過程中省去無源濾波器。MAX2027和MAX2055 DVGA在整個增益可調范圍內的OIP3典型值約為+40dBm。由這些元件組成的接收器能夠將低成本解決方案的性能提高一個等級。

審核編輯：郭婷