本應用筆記給出了MAX2205 RF功率檢測器針對不同峰均比信號測試時所采用的測量方法,并從數學角度探討了MAX2205的工作原理。
MAX2205功率檢測器的輸入級由圖1所示的兩個三極管組成,輸出電壓和輸入信號電壓幅值成正比。
圖1. MAX2205輸入級框圖
對于那些峰均比(PAR)隨調制類型而改變的復雜調制,MAX2205的輸出并不是準確的平均功率。這篇應用筆記的附錄提供了深入的數學分析,通常必須進行一些修正。下面是MAX2205功率檢測器工作在不同PAR信號時的實驗結果。
測量
測量采用MAX2205評估板完成(參考圖2)。
圖2. MAX2205評估板原理圖
信號頻率
1.9GHz
800MHz
450MHz
測量的調制類型
QPSK調制,3.5dB PAR
QPSK調制,6.5dB PAR
QAM調制,6dB PAR
測量結果
圖3至圖5使用3.5dB PAR作為參考點或“零”誤差。調整R2對不同頻段進行匹配,并產生期望的輸出電壓范圍。
圖3. 1.9GHz信號頻率(fIN)的誤差測量,其中
VCC = 2.8VDC
R2 = 150Ω
圖3a. +25°C時誤差和信號的關系
圖3b. -40°C時誤差和信號的關系
圖3c. +85°C時誤差和信號的關系
圖4. 800MHz信號頻率(fIN)下的誤差測量,其中
VCC = 2.8VDC
R2 = 150Ω
圖4a. +25°C時誤差和信號的關系
圖4b. -40°C時誤差和信號的關系
圖4c. +85°C時誤差和信號的關系
圖5. 450MHz信號頻率(fIN)下的誤差測量,其中
VCC = 2.8VDC
R2 = 330Ω
圖5a. +25°C時誤差和信號的關系
圖5b. -40°C時誤差和信號的關系
圖5c. +85°C時誤差和信號的關系
結論
MAX2205響應的是輸入電壓,不是輸入電壓的平方。PAR改變時,輸出電壓也將改變。
PAR越高,產生的誤差越大。室溫下,一個6.5dB PAR信號的誤差在1.9GHz是0.9dB,在800MHz是0.55dB,而在450MHz是0.56dB。使用較低的耦合功率(也就是對檢測器較低的關聯功率)會減小誤差,但也會壓縮功率檢測器的動態范圍。對于某些情況,這個誤差是可以接受的,并且可以使用一個單獨的查找表查詢從3.5dB到6.5dB的峰值因數。附錄給出的分析解釋了在輸入功率較低時誤差會減小的原因。
溫度對誤差的影響不大。
多頻帶應用時可能需要一個以上的查找表。但是,輸出電壓曲線在不同頻率下是相似的,而且可能設計一個修正因數,允許只使用一個查找表。
附錄—采用二極管I/V特性實現功率檢測的詳細數學分析和典型電路
對于這個分析,二極管的I/V特性是:
我們將針對不同信號輸入的條件進行I/V分析。
圖6所示功率檢測器具有對稱的三極管Q1、Q2,I1、I2和R1、R2。雙極型三極管Q1調整輸入電壓VI。當AC輸入信號VAC為零時,三極管Q2提供一個直流偏移電壓來平衡VO使其為零。C1為保持電容,其數值通過VO所允許的壓降設置。Q1和Q2的直流偏置應該相等,以抵消溫漂的影響。
圖6. 典型的功率檢測電路
Q1的發射極電流是:
其中,VQ是Q1的基極偏置電壓,VC1是C1處的電壓,且信號Vi = VAC x cos(ωt)作用于Q1。
與式1相比,可根據Vi = VQ + VAC x cos(ω x t) >> VT作如下近似運算:
其中:
VAC = 交流輸入信號的峰值幅度
VQ = 基極和發射極的直流壓差
b = VAC/VT
In(b) = 修正的n階Bessel函數
IE的直流成分是:
當VAC >> VT時,I0(b)可近似為:
因此,
因為I = I1恒流源與雙極型三極管的發射極串聯,所以IE_DC應該等于I1。因此,
同時,考慮雙極性三極管Q2,它和Q1一樣:
其中,VC2是C2 (Q2的發射極)的平均直流電壓。
對于對稱電路的設計,I1 = I2。因此,
從式9我們可推導出:
我們知道VO = VC1 - VC2,并且b = VAC / VT。因此,
這是輸入信號較大時,輸入電壓和輸出電壓之間的近似關系。
從式11可知:
VO對VAC是近似的線性關系,因為VAC包含在式11的第二項,需要開方并取對數。因此,輸出電壓會在輸入信號較大時隨PAR變化。
當VAC >> VT時,溫度的影響很小。
當輸入信號較小時,式4中的I0(b)可近似為:
與式9類似,我們知道:
因此,
當x較小時,ln(1 + x) =x,由此可得:
式15說明:
輸出電壓與RF輸入信號的電壓幅值的平方成正比,電壓幅值的平方與功率成正比;因此,在平方定律范圍內,功率檢測器的輸出電壓與輸入信號的功率成正比。
輸出電壓與溫度成反比。
審核編輯:郭婷
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