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在眾多諧振轉(zhuǎn)換器中，LLC 諧振轉(zhuǎn)換器有著高功率密度應(yīng)用中最常用的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。之前我們介紹過采用 NCP4390 的半橋 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器的設(shè)計注意事項，其中包括有關(guān) LLC 諧振轉(zhuǎn)換器工作原理的說明、變壓器和諧振網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計，以及元件的選擇。今天我們將介紹設(shè)計程序的前9個步驟并配有設(shè)計示例來加以說明，幫助您完成 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器的設(shè)計。 原版文檔獲取

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設(shè)計程序

本文介紹了使用圖 12 中的電路圖作為參考的設(shè)計程序，其中諧振電感是用漏感實現(xiàn)的。設(shè)計規(guī)格如下所示：

• 標(biāo)稱輸入電壓：396 VDC（PFC 級輸出）

• 輸出：24 V/12 A (288 W)

• 保持時間的要求：20 ms

• PFC 輸出的直流鏈路電容：330 μF

[步驟-1] 定義系統(tǒng)規(guī)格

作為第一步，請定義以下規(guī)格信息。

估計效率 (E_ff)：估算功率轉(zhuǎn)換效率，以計算給定最大輸出功率下的最大輸入功率。根據(jù)估計效率，最大輸入功率為：

（公式11）

輸入?電壓范圍：最大輸入電壓將是標(biāo)稱 PFC 輸出電壓。

（公式12）

盡管 PFC 預(yù)調(diào)節(jié)器會調(diào)節(jié)輸入電壓，但它在保持時間內(nèi)也會下降。所需保持時間內(nèi)的最小輸入電壓為：

（公式13）

其中 V_O.PFC 是標(biāo)稱 PFC 輸出電壓，T_HLD 是保持時間，而 C_BLK 則是直流鏈路大容量電容。

設(shè)計示例

假設(shè)效率為 96%，

對于 20 ms 的保持時間，可以得到最小輸入電壓為

為了獲得更大的裕量，最小輸入電壓設(shè)置為 300V。

[步驟?2] 確定諧振網(wǎng)絡(luò)的電壓增益范圍

一旦確定了 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器的最小和最大輸入電壓，我們就可以確定 LLC 轉(zhuǎn)換器的最小增益和最大增益。

標(biāo)稱輸入電壓需要最小增益。為了最大程度減小開關(guān)頻率變化，通常是讓 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器在諧振頻率附近工作。諧振頻率下的電壓增益為：

（公式14）

在保持時間期間，PFC 輸出電壓（LLC 諧振轉(zhuǎn)換器的輸入電壓）下降，因此需要更高的增益來調(diào)節(jié)輸出電壓。最大電壓增益為：

（公式15）

我們可以用一個較小的 m值來獲得更高的峰值增益；然而，如果 m值太小，就會導(dǎo)致變壓器耦合不佳和效率降低。通常是將 m 值太小設(shè)置在 3~7 左右。

設(shè)計示例

L_p 和 L_r 之間的比率 (m) 選擇 5.69。最小增益由下式獲得：

最大輸入電壓下的最小增益選擇 1.13。然后，可以得到最小輸入電壓的最大增益為

圖 13：最大增益/最小增益

[步驟?3] 確定變壓器匝數(shù)比 (n=N_p/N_s)

利用步驟?2 中獲得的最小增益 (M^min)，我們可以計算變壓器匝數(shù)比如下：

（公式16）

其中 V_F 是次級側(cè)整流二極管壓降。

設(shè)計示例

由于 SR 用于輸出整流器，對于具有低 R_DS.ON 的 SR MOSFET，V_F假設(shè)為 0V。由此，可以得到變壓器匝數(shù)比為

[步驟?4] 計算等效負(fù)載電阻

利用從公式 (16) 獲得的變壓器匝數(shù)比，我們可以計算等效負(fù)載電阻。

（公式17）

設(shè)計示例

[步驟?5] 設(shè)計諧振網(wǎng)絡(luò)

在步驟?2 中選擇 m 值后，從圖 10 中的峰值增益曲線中讀取適當(dāng)?shù)?Q 值，以獲得所需的最大增益。由于峰值增益曲線是使用基波近似生成的，因此諧振下的實際增益要比使用基波近似的預(yù)測值高約 10~15%。

一旦確定了 Q 值，我們可以獲得如下諧振分量：

（公式18）

（公式19）

（公式20）

設(shè)計示例

按照步驟?2 中的計算，M^max為 1.49。在步驟?2 中，m 值選擇 5.69。從圖 14 中的峰值增益曲線中，可以得到最大 Q 值為 0.37。

圖 14：使用峰值增益（最大可達(dá)增益）的諧振網(wǎng)絡(luò)設(shè)計

通過將諧振頻率選擇為 95kHz，諧振分量確定如下：

構(gòu)建變壓器時，實際參數(shù)將調(diào)整如下，以適應(yīng) C_r = 48 nF、L_r = 58 H、L_p = 330 H 且 f_o = 95 kHz 條件下的標(biāo)準(zhǔn)分量值。

采用基波近似的最終諧振網(wǎng)絡(luò)設(shè)計的增益曲線如下。

圖 15：設(shè)計示例的增益曲線

由于在低于諧振工作時，基波近似生成的峰值增益要比實際峰值增益低 10~15%，因此我們進(jìn)行了 SIMPLIS 仿真以查看實際增益。仿真結(jié)果表明，在 75kHz 下，300V 輸入可獲得所需的最大增益。仿真結(jié)果還表明，在標(biāo)稱輸入電壓和滿載條件下的開關(guān)頻率為 105kHz。

圖 16：Vin = 300 V、fs = 69.55 kHz、Po = 288 W 條件下的仿真

圖 17：Vin = 396 V、fs = 105 kHz、Po = 288 W 條件下的仿真

[步驟?6] 設(shè)計變壓器

圖 18 顯示了 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器中變壓器的勵磁電流。初級側(cè)繞組為限制最大磁通密度 Bmax 所需的最小匝數(shù)由下式獲得：

（公式21）

其中 Ae 是變壓器磁芯的橫截面積（單位為 m²），而 B_max是最大磁通密度擺幅（單位為特斯拉），如圖 18 所示。如果沒有參考數(shù)據(jù)，則使用 B_max= 0.2~0.3 T 來降低磁芯損耗。請注意，公式中出現(xiàn)了由次級側(cè)漏感引起的虛擬增益 MV,（參見圖 7）。

圖 18：磁通密度擺幅

為次級側(cè)選擇適當(dāng)?shù)脑褦?shù)，從而使初級側(cè)匝數(shù)高于 N_p^min。

（公式22）

初級側(cè)和次級側(cè)繞組的線規(guī)應(yīng)根據(jù)標(biāo)稱輸入電壓下的 RMS 電流確定，由下式給出

（公式23）

（每個繞組）（公式24）

設(shè)計示例

變壓器選用 SRV5018 磁芯 (Ae = 189.2 mm²)。Bmax選擇 0.1T，以減少變壓器的磁芯損耗。變壓器的最小初級側(cè)匝數(shù)為

N_s選擇 3；Np 選擇 28。

標(biāo)稱輸入電壓下，可以得到變壓器繞組的 RMS 電流為

[步驟?7] 選擇諧振電容

圖 19 顯示了不同工作條件下的初級側(cè)電流（諧振電容電流）波形。在選擇諧振電容時，應(yīng)考慮到額定電流，因為會有大量電流流過電容器。在標(biāo)稱輸入電壓下通過諧振電容的 RMS 電流已在公式 (23) 中獲得。

標(biāo)稱輸入電壓和標(biāo)稱負(fù)載條件下的最大諧振電容電壓由下式給出：

（公式25）

諧振電容的額定電壓應(yīng)根據(jù)每個角條件下的最大電壓確定。

標(biāo)稱輸入電壓和輸出過流條件下的最大諧振電容電壓由下式給出：

（公式26）

最小輸入電壓和標(biāo)稱負(fù)載條件下的最大諧振電容電壓由下式給出：

（公式27）

請注意，對于全橋 LLC 的情況，應(yīng)刪除公式 (25) ? (27) 中的 VIN / 2 項。

圖 19：LLC 諧振轉(zhuǎn)換器在不同工作模式下的初級側(cè)電流波形

設(shè)計示例

在步驟?6 中，諧振電容的 RMS 電流計算如下：

標(biāo)稱輸入電壓和標(biāo)稱負(fù)載條件下的最大諧振電容電壓由下式獲得：

通過將 OCP 電平設(shè)置為 13A，可以得到標(biāo)稱輸入電壓和輸出過流條件下的最大諧振電容電壓為

通過將最小頻率設(shè)置為 65 kHz，可以得到最小輸入電壓和標(biāo)稱負(fù)載條件下的最大諧振電容電壓為

[步驟?8] 整流器網(wǎng)絡(luò)設(shè)計

當(dāng)變壓器次級側(cè)使用中心抽頭繞組時，二極管電壓應(yīng)力是輸出電壓的兩倍。

（公式28）

流過每個整流二極管的電流的 RMS 值由下式給出：

（公式29）

同時，流過輸出電容的紋波電流由下式給出：

（公式30）

輸出電容上的電壓紋波為

（公式31）

設(shè)計示例

整流二極管的電壓應(yīng)力和電流應(yīng)力為：

考慮到雜散電感引起的電壓過沖，選擇 75 V?4.5 mΩ POWERTRENCH MOSFET 作為同步整流器。每個 MOSFET 上的傳導(dǎo)損耗為 0.47W。

輸出電容的 RMS 電流為：

輸出電容并聯(lián)使用四個 1200 μF 電容。每個電容的額定電流和 ESR 分別為 2.77 ARMS 和 15 mΩ。

輸出電容紋波計算如下

[步驟?9] 電流檢測電路配置

圖 20：典型電流檢測配置

NCP4390 將檢測瞬時開關(guān)電流和開關(guān)電流的積分，如圖 20 所示。由于 NCP4390 位于次級側(cè)，因此要使用電流互感器檢測初級側(cè)電流。當(dāng) PROUT1 為低電平時，內(nèi)部復(fù)位開關(guān)會將 ICS?引腳電壓箝位在 0 V。反之，當(dāng) PROUT1 為高電平時，ICS 引腳未箝位，積分電容 (C_ICS) 由流經(jīng) RICS 電阻器的電流進(jìn)行充電和放電。

NCP4390 的應(yīng)用電路使用 RC 濾波器進(jìn)行準(zhǔn)積分。為了獲得準(zhǔn)確的積分，電流檢測電阻器和電流互感器匝數(shù)比的設(shè)計應(yīng)確保 V_SENSE 的振幅在大多數(shù)時間都高于 V_ICS。圖 23 顯示了準(zhǔn)積分電路的誤差在 PROUT1 (V_CM) 的下降沿如何隨 V_ICS 峰值電壓與 V_SENSE之間的比率而變化。比率越小，積分就越精確。

當(dāng) V_ICS 峰值電壓與 V_CM之間的比率小于 0.5 時，可獲得具有可接受誤差（約 10%）的準(zhǔn)積分。由于正常工作時 V_ICS 峰值電壓低于 1.2V，因此我們應(yīng)選擇 R_CS1 和 R_CS2，從而使 V_CM 高于 2.4V。

（公式32）

圖 21：ICS 引腳波形

圖 22：V_ICS.IDEAL^PK 和 V_ICS.ACTUAL^PK 的定義

圖 23：ICS 引腳電壓衰減與 V_ICS.IDEAL^PK/V_CM

為了獲得 V_ICS 的峰值電壓，讓我們看一看 LLC 轉(zhuǎn)換器的理想輸入功率。對于半橋 LLC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，在將 PROUT1 導(dǎo)通時間定義為 t=0 的情況下，輸入功率可由下式表示：

（公式33）

請注意，對于全橋 LLC 的情況，等號的右側(cè)應(yīng)乘以 2。

假設(shè)積分理想，ICS 的峰值電壓可由下式表示：

（公式34）

結(jié)合 (33) 和 (34)，ICS 峰值電壓可由下式估算：

（公式35）

考慮到 ICS 引腳內(nèi)部放電開關(guān)的能力，C_ICS 的典型值為 1 nF。為了精確積分，我們建議使用 1% 容差的電容。

當(dāng) V_ICS 峰值電壓與 V_CM 之間的比率不夠小時，請將圖 23 中的衰減系數(shù)應(yīng)用于公式 (35)。

電流檢測電壓 (V_ICS) 積分的峰值與開關(guān)周期中 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器的平均輸入電流成正比，如圖 24 所示。因此，根據(jù)對應(yīng)于輸入電流限值閾值的額定功率的百分比，SR 啟用/禁用的負(fù)載條件被確定為滿載條件的百分比。通常，120% 的額定負(fù)載條件用于過流跳閘點，SR 分別在 15% 和 7.5% 的額定負(fù)載下啟用和禁用。如果過流跳閘點的額定負(fù)載條件為 140%，SR 將在額定負(fù)載的 17.5% 和 8.75% 時啟用和禁用。

為了在不增加 SR 啟用/禁用點的情況下獲得更高的過流限制，可以通過 ICS 和 5VB 引腳之間的電阻器 RSLP 在 VICS上施加額外的斜率。這項技術(shù)通常用于較長保持時間的情況。對于給定的 RSLP，為 ICS 引腳電壓額外施加的斜率由下式給出：

（公式36）

圖 24：負(fù)載條件和 ICS 引腳電壓

圖 25：帶斜率補(bǔ)償?shù)碾娏鳈z測配置

圖 26：增加斜率補(bǔ)償時的負(fù)載條件和 ICS 引腳電壓

額定輸入電壓和滿載時的初級側(cè)電流峰值由下式估算：

（公式37）

RCS1 和 RCS2 之間的比率要根據(jù)初級側(cè)過流保護(hù) (OCP) 跳閘點來確定，該跳閘點應(yīng)小于 IPR PK。

（公式38）

設(shè)計示例

對于匝數(shù)比為 44 (n_CT) 的電流互感器，R_CS1 和 R_CS2 之間之和的最小建議值由下式給出：

由于功耗不會太高，因此可以將 R_CS1 + R_CS2 設(shè)置得更高，以便在 V_ICS 上獲得理想的積分。由此，我們選擇 R_CS1 和 R_CS2 之和為 230Ω。

額定輸入電壓和滿載條件下的初級側(cè)電流峰值由下式給出：

通過將初級側(cè) OCP 電平設(shè)置為 5A，

R_CS1 和 R_CS2 分別選擇 30 Ω和 200 Ω。

這種設(shè)計不會對 ICS 引腳施加額外的斜率。

將 C_ICS 選擇為 1 nF 電容。假設(shè) 1.2 V 時 V_ICS 的衰減系數(shù)為 1.0（圖 23 中 x=1.2/10.23 時的讀數(shù)），則在標(biāo)稱輸入電壓下提供 13 A 過載保護(hù) (I_O.OLP) 的相應(yīng) RICS 電阻為

將 RICS 選擇為 30 kΩ。

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