因特網流量的快速增加要求數據傳輸能力持續增長。為了避免數據高速路上的流量堵塞，網絡提供商需要提供一種快速、靈活、低成本的帶寬擴展技術。其中之一便是密集波分復用(DWDM)數據傳輸技術，它有效增加了現有光纖基礎設施的網絡數據吞吐能力。

DWDM技術

傳統的長途光纖傳輸系統中，數據傳輸總是采用低色散第二光學窗口(1300nm范圍)內的一個波長，或低損耗第三光學窗口(1500nm/1600nm范圍)內的一個波長，并且總是在一個特定的速率上傳輸。為了獲得更高的傳輸能力，可以采用時分復用(TDM)技術或在已有光纜旁鋪設新光纜來提高速率。

第二種方法成本太高，因此通過提高現有光纖網絡速率來增加帶寬是一種合理的選擇。但是成熟、低成本高速IC開發工藝的缺乏，以及光纖介質的物理特性(如光纖的偏振模色散)限制了傳輸速率超過40Gbps的商用系統發展。把單根光纖傳輸速率從2.5Gbps提高到10Gbps能將帶寬提高四倍，但密集波分復用技術(DWDM)能將帶寬提高160倍。

DWDM利用一根光纖同時傳輸多個波長，多路高速信號可以在光纖介質中同時傳輸，每路信號占用不同波長。

(同TDM長途干線相比) WDM傳輸的一個顯著特點是“速率透明”，即光學器件和技術在系統中占據主導地位，如光復用/解復用器，光線路放大器，以及將來超長距離傳輸的光3R再生技術等。原則上，鏈路上不存在速率受限的器件，不需要改變光線路元件來獲得更高的速率。

DWDM系統器件概述

DWDM傳輸系統的基本構成是光復用器、光線路放大器(OLA)和光解復用器(圖1)。

圖1. 密集波分復用(DWDM)鏈路的例子

一個光復用器將所有接收到的L波段(1530nm至1565nm)和C波段(1570nm至1620nm)的光波合路為一個波長復用的光信號。現在的技術可以達到波長間隔0.4nm或者更密，可用波長160個。L和C波段的限制取決于光線路放大器，目前的光線路放大器僅能放大L或C波段中的一個。而且1300nm窗口的光線路放大器還沒有實用化。

實現光線路放大器的一項應用最廣泛的技術是摻鉺光纖放大器(EDFA)。一個EDFA包括980nm或者1480nm的泵浦激光，它將電子搬運到高能級上。如果入射光波長在L或C波段，這些高能級的電子回遷到低能級，釋放出同入射光相同波長的光子。光域的放大結果同速率沒有關系。根據光復用和解復用器之間的距離，可以采用不同數量的EDFA進行級聯，其典型間隔為100公里。該技術使得光信號傳輸幾百公里而不需要進行電信號的再生。

EDFA的缺點是一些高能級的電子自發回遷到低能級時，會產生不相干的光噪聲。由于DWDM系統鏈路通常有多個OLA，這種光噪聲在隨后的EDFA中得到逐級放大，同沒有采用OLA的系統相比，最后的累積噪聲降低了接收機的信噪比(SNR)。而且，這種光噪聲的影響是不對稱的，即對邏輯高電平信號的影響要大于邏輯低電平信號。

在接收機端，光解復用器把輸入的波分復用信號分別解調到與發射機端相應的單個光波長上。解復用過程使用帶寬非常窄的光濾波器，這種光濾波器的設計必須非常精細，以滿足很小的波長間隔。除了上面提到的基本系統器件外，一個DWDM系統還包括其他的功能器件――如光復用器后面的功率放大器，色散補償器或者在光解復用器前面的光前置放大器。這些器件都是為提高系統性能，擴展鏈路長度而采用的。

速率透明的網絡(全光網)除了需要透明的DWDM點對點連接外，還需要其他的網絡器件，如光分插復用器(OADM)和光交叉連接器(OXC)。已有一些原型系統可以展示全光網的可行性，但是當今的網絡設備(甚至那些被稱為OADM和OXC的)仍主要是由電子器件而不是由光器件組成。

此外，在沒有成熟的全光替代方案的前提下，超長距離的點對點連接可能需要電的3R再生(取決于線路長度)。因此，全光網的實現還需要幾年的時間。但不管部分還是全光網絡是否實現，網絡的線路終端必須將光信號轉換為電信號，光設備仍然要依靠基于電的通信系統。

一個DWDM長途點對點傳輸系統網絡終端設備可以是專用的線路終端卡或波長應答器。線路終端卡通常在新鋪設的系統中使用，例如，在中心局(CO)直接從DWDM鏈路上發送和接收信號。另一方面，如果DWDM鏈路必須同原先的單波長CO設備的光網絡接口相連，那么就需要使用波長應答器。以下的討論針對DWDM光纖網絡中一個O/E接收機和發射機的專門設計，既適用于線路終端卡也適用于波長應答器。

DWDM發射機

對于一個DWDM系統有兩點非常重要。第一，光鏈路應該盡可能的長，不需要電信號的再生，以降低系統成本。第二，系統應該能夠提供高可靠的數據傳送。可以使用前向糾錯技術(FEC)來提高服務質量并延伸線路長度(如圖2所示)。

圖2. 10Gbps DWDM發射機的例子

如果只是SDH/SONET數據，可以利用信號幀結構中的冗余字節來實現“帶內”前向糾錯技術。FEC所需的字節通過開銷處理ASIC電路插入幀結構。對于協議無關的DWDM系統，必須使用“帶外”FEC，這樣雖然提高了速率，但是同帶內FEC相比，也提高了效率。可選擇ITU-T G.975建議中定義的Reed Solomon FEC算法是實現帶外FEC。該算法為糾錯而附加的開銷使得傳輸速率增加7%。

同Reed Solomon FEC相比，ITU-T G.709中定義的數字封包技術更具有優勢。信號通過一個“超級幀結構”進行打包，這與信號速率和所采用協議都無關，(除了附加的FEC字節)這種幀結構還包括把負荷送到目的地所需的地址字節。數字封包技術的開銷將提高一定百分比的傳輸速率，具體值取決于采用哪種數字封包技術。不管是采用帶外FEC還是數字封包技術，都需要附加IC來支持相關的算法，或者必須將算法集成到發射機的開銷處理ASIC中。

FEC或者數字封包處理在傳輸信號的低速并行數據流中實現。并行信號經過這種處理后，必須經過串行處理形成高速的傳輸信號，這需要一個帶片上時鐘合成器的串化器來產生傳輸時鐘。

長途干線所傳輸的信號應該具有非常低的抖動，這要求串化器輸出抖動應盡可能的低，即集成時鐘合成器采用的外部時鐘源抖動應盡可能的低。在很多情況下，系統可用的參考時鐘不但不能滿足抖動要求，而且其頻率也低于要求。采用外部VCXO或者VCSO的時鐘發生器能夠提供所需要的低抖動參考頻率，并且可以和內部VCO電路完全集成在一起，從而降低器件成本和體積。

串化器輸出級不能驅動光發射機，需要增加一個驅動器。但這樣增加抖動，為了減小數據抖動，驅動器輸入級需要集成一個再定時觸發器。一般觸發器使用由串化器產生的串行時鐘，但是串化器輸出與驅動器再定時輸入間的非理想連接會引起時鐘劣化，同樣會降低傳輸信號的抖動性能。因此再定時功能必須是可選的。

另一個同驅動級集成在一起的功能模塊是脈寬校正器，它引入一個預失真來補償光器件中信號上升和下降時的不對稱。

最后，將串行信號轉換到指定波長的光信號上。為了管理多達160個不同的光波長，波長間隔不能超過0.4nm。那么光源必須具有高的波長穩定度，很窄的線寬和較低的啁啾(由高速調制引起的光譜線跳動現象)。目前已不再采用直接調制的激光器，而采用電吸收調制器(EAM)或者馬赫－增德爾調制器(MZ)調制CW激光器來滿足長距離傳輸的要求。

在這些發射機的光模塊中包括一個可通過控制溫度設置波長的珀耳帖器件，一個能夠輸出連續光的激光二極管(CW激光二極管，DFB類型)，以及一個高速電壓驅動的調制器。珀耳帖器件(一個熱電制冷器，或者TEC)驅動電路需要能夠提供幾安培電流來設置CW激光器輸出與溫度相關的指定波長。為了保持調整好的波長不變，TEC控制電路必須精確控制溫度。

如果TEC控制電路所有功能都使用功率控制FET和放大器等分離器件實現，電路所占空間可能會很大。幸好，目前已有帶片上功率FET和控制環路的全集成、小體積的TEC驅動器，可以支持對空間敏感的模塊集成和多路網絡接口應用。另外，波長間隔0.4nm或者小于0.4nm的DWDM系統需要一個波長鎖定模塊，這種模塊同樣適用于0.8nm的系統(與系統配置有關)。借助TEC驅動器/控制器，基于標準具的控制單元(F-P濾波器)可將光波長鎖定在誤差窗口內。

發射機的另外一個重要參數是用戶初始定義的光發射功率，在老化和溫度變化的情況下，CW激光器仍要保證此發射功率。CW激光器的特征曲線斜率隨著時間推移和溫度升高而下降，因此激光器的驅動電路必須設定并維持平均光發射功率。通過比較CW激光器的監視二極管光電流(與輸出光功率成正比)和初始定義的與所需光功率有關的參考值，自動功率控制回路將保證功率的穩定性。另外，驅動器還應包括能夠指示激光器壽命結束的告警標志，為激光器安全而設置的關斷功能，CW激光器偏置電流監控輸出，激光器最大偏置電流設置，以及平均光功率監視器。此外，低速導頻控制可用于調制輸出光信號振幅。此特性可用于(例如) DWDM系統中的信道識別。

由于光調制器(與激光二極管不同)的匹配阻抗一般是50Ω，所以一般采用調制器驅動而不直接調制激光驅動器來實現EAM或MZ驅動。因此，調制器驅動器應針對50Ω負載優化，而且應輸出調制電壓而不是電流。EAM需要一個大約3V的最大調制電壓，MZ則為7V。MZ調制器提供最窄的譜線寬度，但是需要相對較高的調制電壓，與EAM相比，價格也高許多。因此，MZ調制器一般應用于超長距離傳輸。

這兩種調制器調制電壓都需要一個直流預偏來優化光調制器的啁啾效應。帶有內部預偏的調制器和驅動器輸出之間僅需要一個連接。這樣可以節省模塊的體積，并通過去掉設置T形偏置網絡所需的外部電感降低了產品生產難度。

DWDM接收機

由于DWDM接收機接收的光信號除了受傳統TDM系統中光纖衰減和色散的影響，還要受非對稱光噪聲干擾，因此DWDM接收機的負荷要大許多。為了提高輸入靈敏度，接收機的第一個器件一般是雪崩光電管(APD)，在光電轉換中通過電壓控制雪崩擊穿過程產生倍增光生電流。為了獲得倍增效應，APD必須被反向偏置(與具體型號有關)至90V。

必須嚴格控制APD反向偏置來保證不同溫度下倍增因子(增益因子“M”)不變。這需要一個低噪聲、低紋波和高精度的電源，它必須從系統板的電源(3.3V或5V)上得到APD需要的高反向電壓。

為了保證APD增益恒定，可以通過珀耳帖器件調節溫度，或根據溫度調節反向偏置電壓，第二種方案成本更低。可用的低噪聲APD (一個IC)偏置電源應能產生高精度的90V電壓，并具有APD限流保護、雪崩指示標志和可選的用于反向偏置的DAC。

系統管理需要檢測接收信號平均功率，這可在APD之后的第一個前放處(跨阻放大器，TIA)實現，但是由于TIA器件之間的誤差使得這并非是測量接收功率最精確的方法。更好的方法是在光電探測器的偏置電壓源處直接檢測平均光生電流。可以使用一個小型電流監控IC來檢測PIN管和APD，該IC輸出電流或者電壓與平均光生電流成正比，它甚至可以精確檢測低于1μA的光生電流。

在完成接收機二極管電路設計后，必須解決OLA帶來的光噪聲問題。這種不對稱的噪聲信號在邏輯“1”處比在邏輯“0”處具有更高的噪聲基底，在傳統接收機中這能有效降低誤碼率。結果是，接收機時鐘和數據恢復(CDR)判決電路(它通過對輸入信號時間和幅度判斷來區分邏輯“1”和“0”)必須能在幅度判決之前調整判決閾值電平。這種閾值調整將幅度判決電平從信號眼圖張開的中心位置向邏輯“0”處移動，從而得到一個相對于判決電平對稱的眼圖張開。

一個成功的BER優化設計必須保證接收信號在CDR之前的電路處理中不能出現失真。因此信號經過APD和判決電路之后，其信噪比的變化應盡可能的小。將APD電流轉換為電壓的前放必須在整個動態范圍內保持線性，隨后的后放電路也需提供不帶限幅的線性放大。為了便于調整電壓判決閾值，可采用一個線性自動增益控制電路(AGC)在CDR的輸入端提供一個在接收機整個動態范圍內恒定的電壓擺幅。

這種調整能夠手動實現，可根據經驗或通過自動控制環路測量BER得到判決閾值電平的大小。在低速(小于2.7Gbps)情況下，手動調整成本較低，但是對于10Gbps和超過10Gbps的系統，應該考慮采用自動BER優化技術。如果在接收機板上的CDR和解串器后采用FEC或者數字封包解碼器，那么實際的接收機誤碼率可以在解碼器中獲得，它通過對接收信號的糾錯計數來實現這一功能。這種糾錯計數可以作為反饋控制回路的判據來控制自動閾值電平調整(圖3a)。

圖3a. 帶有線性前放和AGC的2.5Gbps DWDM接收機實例

另一種調整閾值電平的方法是控制前放輸出的直流電壓。同前面的方法一樣，要求在前放動態輸入范圍內的線性放大，以及對閾值電平的自適應、自動控制。由于前放輸出幅度不恒定，只能采用從FEC或者數字封包器的誤碼計數輸出中接受反饋的自動閾值控制。

在前放輸出端進行閾值控制的優點是可以僅使用一個簡單的限幅放大器，而不必使用AGC模塊。由于幅度判決閾值電平是在前放輸出端進行定義的，因此可在前放之后設置一個幅度判決電路，如限幅放大器等(圖3b)。

圖3b. 帶有線性前放和限幅放大器的10Gbps DWDM接收機實例

審核編輯：郭婷