為了確保符合所有國際標準，電信應用隔離電源的設計人員需要考慮某些事實：輸入電壓從來不是來自市電的 110V 或 220V，而是鉛酸電池（-12V、-24V 或 -48V）的較低電壓，通過市電整流充電（圖 1）。（電池在主電源發生故障時備份電信系統。為了防止離子流引起的腐蝕，輸入電壓始終為負，正極端子接地。

圖1.在此電信系統中使用的備份架構框圖中，電池塊由市電整流器保持充電。在電源故障的情況下，它為系統供電以防止傳輸中斷

ISDN和其他由遠程電源供電的系統通常以更高的輸入電壓運行：高達120VDC。（線路電阻引起的損耗與電源電流的平方成正比，因此與較高輸入電壓相關的較低電源電流允許更長的傳輸線。通過電纜和本地電源為電信電話供電，此類系統消除了電纜用戶端對備用電池的需求。因此，如果需要，電纜同時傳輸傳輸信號和電源電流（圖 2）。

圖2.在用于小型辦公室或家庭應用的ISDN系統中，電話線通常進行傳輸。在緊急情況下，它們將電力從中央辦公室傳輸到遠程設備的網絡終端 （NT） 和終端設備 （TE）

電源轉換拓撲的選擇取決于所需的輸出功率水平：低功率為正激或反激，中功率為推挽，半橋或全橋為高功率。最簡單的配置（反激式）是在初級 PWM 的導通期間（當功率 MOSFET 導通時）將能量存儲在變壓器中，并在關斷期間將其釋放到負載（圖 3）。由于次級二極管（D1）當時正向偏置，存儲在變壓器中的能量進入負載并為輸出電容充電。存儲在輸出電容器中的能量在下一個導通周期內輸送到負載。對于這種配置，初級控制器IC可以采用固定頻率PWM配置，如MAX668或可變頻率PFM配置，如MAX1771。像MAX5003這樣的控制器可以直接由高輸入電壓供電。

圖3.反激式轉換器在每個周期內存儲能量：當功率 MOSFET 導通時存儲在變壓器中，當功率 MOSFET 關閉時轉發到負載

在正激拓撲中（圖 4），當初級電源 MOSFET 導通時，能量被轉發到次級。 能量不像反激式電路那樣存儲在變壓器中，因此正激配置允許更小的變壓器和更多的功率輸出。次級側的輸出電感器存儲能量，并降低輸出電容器中的紋波電流。在導通期間，負載直接從變壓器槽二極管D1和L1接收能量;但是，在關斷期間，電感L1會強制二極管D2導通。因此，L1和C1一起保持向負載的連續能量輸送。

圖4.由于正激轉換器在每個周期內將能量轉發到次級側，因此它們不需要大型隔離變壓器來存儲能量

推挽式配置（圖5）可以簡化為雙正激轉換器，其中初級器件的兩個功率MOSFET交替打開和關閉。推挽式和正向型的能量轉換原理在每個半周期完全相同，但推挽式電路在每個初級到次級能量傳輸期間（而不是在關斷期間）重置變壓器。此操作可為給定的變壓器幾何形狀提供更多輸出功率。

圖5.推挽式轉換器

全橋配置通常用于超過 1kW 的功率輸出（圖 6）。它們允許在BH磁化特性的兩個象限中使用變壓器，而不是在正激和反激電路中使用一個象限（圖7）。此外，變壓器初級的輸入電壓擺幅等于2VIN而不是1VIN。當功率MOSFET對Q1/Q4一起導通，然后是Q2/Q3時，變壓器初級繞組在第一個周期中為+VIN和在第二個周期中為-VIN導通。在次級的每個周期（如正向拓撲）期間，能量傳遞到負載，但更好的變壓器優化允許更高的輸出功率。

圖6.全橋轉換器

圖7.磁性材料的B-H磁化形狀

然而，還有其他拓撲可用。例如，諧振或準諧振轉換器（基于插入能量轉換鏈中的諧振電路）通過避免電流和電壓的方波信號來減少有源元件中的開關功率損耗。但是，無論拓撲結構如何，都必須考慮所有拓撲的共同點：

電磁干擾/射頻識別

安全

瞬態電壓保護

輸出過流和過壓保護

工作溫度和熱保護

反饋

電磁干擾/射頻識別

當今開關電源中變壓器的高頻工作（至1MHz或更高）可以減小這些磁性元件的所有尺寸。另一方面，高頻方波（PWM或PFM拓撲）或正弦波（諧振或準諧振拓撲）在每個能量傳輸周期中產生電磁輻射。國際標準定義了這些輻射的限值，這些輻射由輸入和輸出電纜作為EMI傳導，并從電源周圍的空間輻射為RFI。

傳導EMI和輻射RFI的國際規范是EN55022，其中列出了150kHz至30MHz范圍內的EMI的最大允許幅度（表1）和30MHz至1000MHz范圍內的RFI（表2）。EN55022還定義了驗證是否符合其要求所需的測試，并描述了批準進行測試的實驗室所需的條件。不符合這些電磁兼容性規范的產品不能在歐洲共同體銷售或在美國銷售的 UL 批準下帶有 CE 標志的品牌。

為了滿足EMI和RFI的指定限值，您必須在設計過程中考慮某些要點。首先，確定噪聲源并盡可能將其降至最低。例如，在圖100的3kHz反激式拓撲中，很容易識別出五個噪聲源：

功率MOSFET T1的上升和下降時間：根據傅里葉分析，這個方波可以看作是諧波的總和：第一個在100kHz，第二個在200kHz，第三個在300kHz等，幅度都逐漸降低。降低開關波形的dV/dT可將高頻諧波降至最低，但導通和關斷期間的功耗會受到限制。

T1關斷：在T1關斷期間，電路和變壓器中的寄生電感和電容會導致漏極電壓中出現更高頻率的振鈴。通過指定具有小漏感的變壓器并添加二極管/電阻/電容器緩沖電路，可以將振鈴能量降至最低。

D1中的振鈴：類似地，次級二極管D1中的寄生電容引起的不希望的噪聲頻率（振鈴）可以通過與二極管并聯的電阻/電容網絡來降低。

來自變壓器的RFI：通過用銅箔屏蔽變壓器，可以將由反激式變壓器氣隙引起的RFI噪聲降低幾分貝

布局：所有承載開關波形的元件應盡可能小，連接短。長連接可以充當天線，幾乎可以在任何地方傳輸不需要的噪音。

在99%的情況下，您可以通過考慮所有這些原則來減少問題（但不能完全解決問題）。它們需要額外零件的成本。例如，來自電源和電池輸入端的噪聲必須使用由差分電感、共模電感和陶瓷或高頻電容器組成的EMI濾波器進行衰減。然而，不可能定義一個標準系列的EMI濾波器，以適應所有不同的電路拓撲和輸出功率水平。

噪聲產生所涉及的許多元素無法通過分析預測。只有當電源以物理方式實現時，您才能執行分析和實驗測試，從而能夠設計EMI濾波器。為了在生產過程中允許元件值的合理分布，該濾波器在規格限值上應具有大約10dB的裕量。

在初級和次級之間引入電容可為高頻提供低阻抗路徑。該電容器（通常是陶瓷型，值為1nF至4.7nF左右）迫使噪聲在內部流過轉換器，從而將電源兩側的噪聲降低幾分貝。通常通過將帶有EMI濾波器的完整轉換器放置在六面金屬盒中來抑制輻射噪聲。

安全

對于定義為電信超低電壓（TELV）的次級輸出，它們必須與轉換器的輸入側隔離。操作員可以觸摸TELV輸出，而無需任何特別關注或保護。為此，國際規范EN60950和UL950定義了輸入和輸出之間的最小隔離電壓，以及轉換器初級和次級部分之間的最小允許距離。請參閱表 3 和表 4（在 EN60950 中）。

如這些表所示，最小允許爬電距離和電氣間隙距離1取決于施工技術、工作環境和工作電壓。例如，對于76VDC、污染等級2為3和增強絕緣的輸入電壓，爬電距離和間隙距離分別為2mm和4mm。

您可以輕松地在印刷電路板上實現一個安全區域，其中初級和次級部分之間的唯一組件是電源變壓器。該變壓器必須符合國際規范要求的安全距離（漆包銅不能定義為絕緣）。

有四種主要技術可用于滿足變壓器結構中的安全絕緣要求，每種技術都有自己的優點和缺點。下面將針對四繞組變壓器中的每一種方法進行檢查，其中初級繞組分為兩部分：_-初級/次級/輔助-次級/_-初級。

一種方法是通過套管每個繞組的起點和終點來提供絕緣（圖 8）。繞組放置在距離線圈成型機邊界 2mm 的位置。兩個繞組之間的總爬電距離為2mm+2mm = 4mm.（只需要2mm，但額外的2mm裕量可以提高生產過程中的良率和制造時間。由于漆包銅不被視為絕緣，因此每個繞組的末端必須由絕緣材料保護;否則，爬電距離將減小到2mm以下。

初級繞組和次級繞組之間需要額外的絕緣材料。如果需要加強或雙重絕緣，則必須至少有兩層絕緣。由于它允許繞組之間的良好耦合，這種生產技術最大限度地減少了漏感，可用于構建具有多個次級輸出的變壓器。它還允許在變壓器單位體積的交付瓦數上做出很好的折衷。由于保護套不能自動放置，因此所需的手動工作使該技術非常昂貴。

另一種方法是通過將初級繞組靠近線圈成型器的一側，將次級繞組放置在另一側來提供絕緣（圖 9）。距離保持在4mm，但繞組之間的耦合非常差。對于小型變壓器來說，這種方法幾乎是不可能的。

次級繞組使用特殊導線，覆蓋兩層絕緣材料（UL認可為雙絕緣），可以成為小幾何變壓器的解決方案。這種方法可以自動化到100%。另一方面，所需電線的高成本使其吸引力降低。

線圈成型機由兩個同心半部分組成，其中所有初級繞組包含在一個部分中，所有次級繞組包含在另一個部分中，從而可以有效地組裝變壓器。兩個同心部件首先分別纏繞（初級繞組在一個繞組中，次級繞組在另一個繞組中），然后在第二個操作中連接。這個過程可以完全自動化。它將手動返工幾乎減少到零，并生產出當今同類產品中最便宜的變壓器。然而，初級和次級之間的耦合很差，而且（不幸的是）正在檢查的分體式初級變壓器不能以這種方式構建。這種方法對于采用120VAC電源（例如蜂窩手機電池充電器）的反激式拓撲中的低功率變壓器非常感興趣。

最小化機械尺寸是 PC 板應用中電信轉換器的常見要求。由于安全規范定義了與外部環境污染程度相關的最小爬電距離，因此通過將變壓器放置在真空下裝滿樹脂的盒子中，可以提高污染程度并減少爬電距離。通過以這種方式改變變壓器的內部環境，很容易達到1的污染等級（參見表4）。

瞬態電壓保護

幾乎所有電氣設備在正常運行期間都會受到過多的電壓脈沖的影響。這種脈沖可以由閃電或附近的電氣設備（如大型電動機）產生。國際規范EN61000-4-5和EN41003定義了認證設備必須能夠承受的脈沖類型。

在采用整流電壓運行的電信電源中，1.5kW瞬態電壓抑制器（TVS）通常足以保護電源并滿足CE認證所需的所有國際規范。更復雜的是保護用于終端設備內部維護和通信的RS232或RS485接口。在每條線路上放置一個TVS可能很昂貴，特別是如果線路必須保持低寄生電容以支持高傳輸數據速率。

為此，Maxim提供多種RS-232和RS-485接口IC。所有產品均包括根據 IEC1000 規范測試的 ESD 保護，電壓高達 ±15kV。該規范可確保接口符合CE要求，而無需在生產中進行進一步測試。

輸出過流和過壓保護

輸出保護可防止由于負載電流范圍從零到短路輸出而損壞電源，以及由于此類故障引起的電源電壓不規則而導致的負載損壞。以下是對兩個電路的檢查：一個用于保護電源免受異常負載電流的影響，另一個用于保護負載免受異常輸出電壓的影響。

電信電源需要恒定的輸出電流特性。當負載電流超過一定水平時，通常比標稱值（Inom）高20%至40%，轉換器輸出變為恒流發電機。在這種情況下，降低負載電阻只會降低輸出電壓。

在電源管理方面，此類電信電源的最壞情況是最壞情況下的最大負載電流（Inom 加 40%），這發生在輸出電壓仍處于調節狀態時。輸送功率比標稱值高 40%，并且可以無限期持續。整個電源必須能夠承受這種水平的輸出功率。由于必要的超規格會影響散熱器的機械尺寸和價格，因此系統可以通過限制輸出電流的允許容差而受益。為此，Maxim提供多種高邊精密電流監測器，從簡單的SOT4173封裝MAX23（圖10）到MAX471，MAX<>也可以檢測電流流向。

圖 10.在高端電流測量中，MAX4173提供以地為基準的電壓，與檢測電阻中的電流成比例。

這些IC采用一個串聯電阻器，負載電流僅下降幾毫伏，這要歸功于內部電流鏡，該電流鏡在以地為基準的電阻中產生與高端負載電流成比例的模擬電壓。對于MAX471，該測量精度為±2%。簡單的運算放大器，如MAX4040，可以作用于該信號，產生電流保護反饋，直接作用于轉換器的電壓反饋環路。它僅在調用輸出電流保護時影響反饋環路。雖然該條件下的電源穩定性也必須考慮電流保護電路的響應時間，但由于所需的響應時間不快，穩定性很少受到影響。

多個輸出（主電壓和輔助電壓）可通過MAX869L和MAX890L等器件進行保護。除電流測量電路外，這些IC還包括一個與測量負載電流串聯的功率MOSFET，該MOSFET可以在過流條件下斷開負載。所有這些電流測量都是在正電源軌（即輸出端）上進行的。替代方案（在負電源軌上測量，或電源的公共電源）包括系統返回的所有電流。例如，對于三輸出系統，這意味著每個輸出都必須設計為能夠承受所有電流。復雜系統中的這種負路徑環路實際上會產生錯誤的電流測量。

由于轉換器內的任何故障都可能導致輸出電壓不合格，并對負載造成災難性影響，因此大多數系統都包含一個簡單的電路，用于連續監控輸出電壓，并在過壓或欠壓情況下停止轉換器。Maxim提供多種電壓監測器選擇，如MAX6806。當監視器通過保護環路報告電壓故障時，它必須首先停止主IC控制器。如果故障仍然存在，還必須（通過驅動器電路）打開與轉換器輸出并聯的SCR。一旦 SCR 導通，只有當其電流降至零時，它才能退出 ON 閉鎖條件。

并非所有負載電路都喜歡承受轉換器輸出的dv/dt，因為它在導通期間從零上升到標稱。大多數人更喜歡保持復位狀態，直到輸出電壓穩定下來。Maxim在啟動期間生成此類復位方面處于全球領先地位。例如，MAX809或MAX6351等簡單IC，采用SOT23封裝，能夠監測1個或多個電壓，提供延遲（典型值為140ms）的“電源正常”信號。它們還建議系統相當精確地在電源電壓下降完全消失之前保存所有必要的數據。

工作溫度、可燃性和熱保護

UL 94VO、V1 或 V2 定義了電氣系統內最高溫度的限制。由合格人員在認證實驗室進行的測試必須驗證合規性，然后才能批準系統上的 UL 印章。因此，為了系統可靠性，電源設計的熱管理方面應確保由最壞情況引起的任何熱點的溫度保持在規定的范圍內。

功率轉換器中較關鍵的元件通常是初級電源開關、次級整流二極管和隔離變壓器。有源元件和散熱器之間需要良好的熱耦合，除非開關元件和散熱器之間寄生電容的增加加劇了EMI。

符合UL規范的高溫電線和絕緣材料可確保隔離變壓器的高工作溫度。所有材料必須具有符合UL94V0，94V1的自熄等級;此類材料的使用簡化了系統的最終UL認證。即使電信系統的熱工作溫度由規范定義，正常運行期間的過溫或欠溫（主要是過溫）也會對電源產生災難性影響。除非立即發生故障，否則溫度故障可以通過降低受熱溫度應力的組件的MTBF來縮短設備壽命。

為避免不可逆轉的損壞，熱保護應包括雙閾值：一個邏輯報警，用于建議溫度超出規格，第二個報警（具有更高的閾值）用于關閉轉換器。熱保護必須放置在最關鍵的部件附近;該組件可在紅外熱像儀生成的熱圖中輕松識別。

Maxim的MAX6501/6502熱傳感器高精度監測環境溫度，并在達到門限時提供邏輯信號。與傳統的熱敏開關相比，它們的高精度、半導體可靠性、小機械尺寸（SOT23封裝）和低價格使其非常有吸引力。MAX6503/6504負溫度傳感器可在溫度低于規定的最小值時提供信號;這種情況會影響轉換器的啟動能力。欠溫邏輯信號可以打開熱發生器。

反饋

電信電源的穩壓輸出通常很嚴格（±5%），但在某些情況下需要更高的精度。在保持嚴格的輸出精度時必須反對的影響包括負載變化（負載調整率）、線電壓變化（線路調整率）和溫度的影響。因此，初級側的控制器必須接收來自次級側的調節輸出電壓的反饋。為了保持初級繞組和次級繞組之間的固有隔離，該反饋信號也應隔離。三個電路可用于此功能：

通過輔助變壓器繞組進行反饋

通過光耦合器反饋

通過額外的磁性部件進行反饋，允許初級電路和次級電路之間的通信

基于輔助變壓器繞組的反饋非常簡單。輔助繞組電壓通常為轉換器的初級側供電，由主控制器監控。次級和輔助繞組之間的耦合不能非常緊密，因為安全要求爬電距離和間隙，以及它們之間的雙重或更多絕緣。因此，輔助繞組電壓的典型容差僅為10%。一些負載可以容忍這種松散的公差;其他器件采用同步降壓轉換器形式的后置穩壓，如MAX1623或MAX1714。輔助繞組方法的主要優點包括小尺寸和低成本控制電路。

為了獲得光耦合器反饋，副邊的運算放大器（如MAX4122）連續比較輸出電壓與基準電壓源（如MAX6002）產生的輸出電壓。然后，運算放大器輸出驅動光耦合器二極管，從光耦合器產生與輸出電壓和基準電壓之間的誤差差成比例的反饋信號。也就是說，二極管和晶體管之間的電流傳輸（彼此隔離）在初級側產生電流輸出。該電流流過電阻器，產生初級側控制器讀取的信號電壓（圖 3）。

通過提供已獲得安全機構批準用于此功能的多種光耦合器選擇，當今的市場有助于電源的安全認證。為了進一步簡化采購，該電路中的所有元件都是標準部件。

對于使用額外磁性部件（允許初級電路和次級電路之間的通信）的反饋，原理與光耦合器相同。在這種情況下，次級電路有些復雜，因為磁性部件必須由特定頻率的信號而不是直流電流驅動。由此產生的反饋元件（磁性部件）的額外費用使該解決方案變得不那么有趣，但空間設備等特定應用除外，在這些應用中，磁性部件的可靠性更高。

閉合反饋環路意味著設計一個高增益寬帶寬電路，以快速響應線路和負載變化。然而，穩定性考慮施加的限制通常會迫使在響應時間上做出妥協。必須定義兩個參數：交越頻率（fC）和相位裕量。

反饋路徑（運算放大器、光耦合器和主控制器）的總增益具有一定的帶寬，轉折點是增益等于1 （0dB）的頻率。運算放大器的反相配置在信號中引入180°相移（負反饋），補償網絡引入額外的相位滯后。因此，信號可以表現出180°加180°或更大的相移，產生正反饋，導致輸出電壓振蕩。

根據奈奎斯特的說法，如果fC處增加的相移小于180°，系統是穩定的。因此，電源設計中的一個關鍵參數是fC處的相位裕量，定義如下：反饋相移必須增加多少度才能獲得180°？

各種拓撲結構的實際經驗表明，45°的相位裕量可實現良好的負載調節，并具有可接受的過沖和下沖，而不允許快速瞬變觸發振蕩。另一個很好的折衷方案是限制轉折頻率：fC < fSWITCHING/（2x3.14xD），其中 D 是最大占空比。

每個電源反饋環路都必須經過設計。波特圖提供了不同元素的增益和相位的簡單圖片，當您將圖片相加時，會給出總體結果（圖 11）。Bode表示，高于其轉折頻率的單極的增益斜率為-20dB/十倍頻程，其相移為90°。因此，雙極點LC網絡的增益斜率比其轉折頻率高出-40dB/十倍頻程，相移為180°。

圖 11.這些波特圖描繪了單極 RC 網絡和雙極 LC 網絡

例如，考慮工作頻率為70kHz、占空比為50%的電源的補償，如圖12所示。最大轉折頻率為 fSWITCHING/（2x3.14xD） = 22kHz。超過此轉折頻率后，輸出電容、電感和負載電阻會產生-40dB/十倍頻程的衰減和180°的相移。運算放大器的帶寬超過10MHz，但其相關的RC元件引入一個極點和零點，以補償LC極點引入的相位滯后，并在fC處提供至少45°的相位裕量。

圖 12.簡化波特圖描述了電源輸出及其補償網絡

為了確保直流時良好的輸出電壓調節，誤差放大器中的極點可將增益降低-20dB/十倍頻程。由R2-C2引起的零點將增益斜率修改為0dB/十倍頻程，R2-C1導致增益增加到+20dB/十倍頻程。因此，補償運算放大器引入的相位從-90°開始（由于第一個極點），變為0°（由于R2-C2），上升到+90°（由于R2-C1）。將輸出LC和補償運算放大器特性相加得到總體結果（虛線），表示電源補償fC = 22kHz，相位裕量為90°。

圖9.這是繞線變壓器的橫截面，其中絕緣由絕緣膠帶提供（漆包銅未定義為絕緣）。安全法規規定了繞組之間的最小距離

圖8.繞線變壓器橫截面中的絕緣層由套管和絕緣膠帶組成。由于套管被定義為絕緣，因此這種方法可讓您將安全距離縮短兩倍

審核編輯：郭婷