許多高端工業應用中,高性能數據采集系統(DAS)與各種傳感器之間需要提供適當的接口電路。 如果信號接口要求提供多通道、高精度的幅度和相位信息,這些工業應用可以充分利用MAX11040K等ADC的高動態范圍、同時采樣以及多通道優勢。 本文介紹了MAX11040K的Σ-Δ架構,以及如何合理選擇設計架構和外部元件,以獲得最佳的系統性能。
高速、Σ-Δ架構的優勢
圖1所示為高端三相電力線監視/測量系統,這類工業應用需要以高達117dB的動態范圍、64ksps采樣速率精確地進行多通道同時采集數據。 為了獲得最高系統精度,必須正確處理來自傳感器(例如,圖1中的CT、PT變壓器)的信號,以滿足ADC輸入量程的要求,從而保證DAS的性能指標滿足不同國家相關標準的要求。
引言
許多高端工業應用中,高性能數據采集系統(DAS)與各種傳感器之間需要提供適當的接口電路。 如果信號接口要求提供多通道、高精度的幅度和相位信息,這些工業應用可以充分利用MAX11040K等ADC的高動態范圍、同時采樣以及多通道優勢。 本文介紹了MAX11040K的Σ-Δ架構,以及如何合理選擇設計架構和外部元件,以獲得最佳的系統性能。
高速、Σ-Δ架構的優勢
圖1所示為高端三相電力線監視/測量系統,這類工業應用需要以高達117dB的動態范圍、64ksps采樣速率精確地進行多通道同時采集數據。 為了獲得最高系統精度,必須正確處理來自傳感器(例如,圖1中的CT、PT變壓器)的信號,以滿足ADC輸入量程的要求,從而保證DAS的性能指標滿足不同國家相關標準的要求。
圖1. 基于MAX11040K的DAS在電網監控中的應用
從圖1可以看到,采用兩片MAX11040K ADC可以同時測量交流電的三相及零相的電壓和電流。 該ADC基于Σ-Δ架構,利用過采樣/平均處理得到較高的分辨率。 每個ADC通道利用其專有的電容開關Σ-Δ調制器進行模/數轉換。 該調制器將輸入信號轉換成低分辨率的數字信號,它的平均值代表輸入信號的量化信息,時鐘頻率為24.576MHz時對應的采樣率為3.072Msps。 數據流被送入內部數字濾波器處理,消除高頻噪聲。 處理完成后可以得到高達24位的分辨率。
MAX11040K為4通道同時采樣ADC,其輸出數據是處理后的平均值,這些數值不能像逐次逼近(SAR) ADC的輸出那樣被看作是采樣“瞬間”的數值1,2。
MAX11040K能夠為設計人員提供SAR架構所不具備的諸多功能和特性,包括:1ksps采樣率下高達117dB的動態范圍; 積分非線性和微分非線性(INL、DNL)也遠遠優于SAR ADC; 獨特的采樣相位(采樣點)調節能夠從內部補償外部電路(驅動器、變壓器、輸入濾波器等)引入的相位偏移。
另外,MAX11040K集成一個數字低通濾波器,處理每個調制器產生的數據流,得到無噪聲、高分辨率的數據輸出。 該低通濾波器具有復雜的頻率響應函數,具體取決于可編程輸出數據率。 輸入端的阻/容(RC)濾波器結合MAX11040K的數字低通濾波器,大大降低了MAX11040K輸入信號通道抗混疊濾波器的設計難度,甚至可以完全省去抗混疊濾波器。 表1列舉了MAX11040K的部分特性,關于MAX11040K數字低通濾波器或表中列出的特性指標的詳細信息,請參考器件數據資料。
部分 | 渠道 | 輸入范圍(VP_P) | 分辨率(位) | 速度(KSPS,最大值) | SINAD (1KSPS) (dB) | 輸入阻抗 |
MAX11040K | 4 | ±2.2 | 24 | 64 | 117 | 高,(約130kΩ) |
電力線應用對ADC性能的要求
電力線監控應用中,CT (電流)互感器和PT (電壓)互感器輸出范圍的典型值為:±10V或±5V峰峰值(VP-P)。 而MAX11040K的輸入量程為±2.2VP-P,低于CT和PT互感器的典型輸出。 不過,可以利用一個簡單的低成本方案將±5V或±10V互感器輸出調整到MAX11040K較低的輸入量程以內,電路如圖2所示。
連接到通道1的電路代表一個單端設計,這種配置下,變壓器的一端接地,通過一個簡單的電阻分壓器和電容完成信號調理。
對于共模噪聲(該噪聲在ADC的兩個輸入端具有相同幅度)比較嚴重的應用場合,推薦采用圖中通道4所示差分連接電路。 利用MAX11040K的真差分輸入大大降低共模噪聲的影響。
圖2. MAX11040K在電力線監控典型應用中的原理框圖,圖中給出了一個±10V或±5V輸出的變壓器接口。 通道4接口電路采用差分設計,通道1采用單端設計。
PT和CT測量變壓器相當于低阻互感器(等效阻抗RTR通常在10Ω至100Ω量級)。 為方便計算,以下示例中假設:變壓器相當于一個有效輸出電阻RTR = 50Ω的電壓源; 為便于演示,變壓器可以由一個50Ω輸出阻抗的低失真函數發生器代替,如圖3所示。 MAX11040K的輸入阻抗與時鐘速率、ADC輸入電容有關。 連接適當的旁路電容C3,設定XIN時鐘頻率 = 24.576MHz,則得到輸入阻抗RIN等于130kΩ ±15%,誤差取決于內部輸入電容的波動。
R1、R2組成的電阻分壓網絡將±10V或±5V輸入信號轉換成ADC要求的±2.2V滿量程范圍(FSR)。 為確保該電路工作正常,需要優化R1和R2電阻值,以及C1、C2和C3電容的選擇,以滿足±10V或±5V輸入的要求。 電阻R1和R2必須有足夠高的阻抗,避免CT和PT變壓器輸出過載。 同時,R2阻值還要足夠小,以避免影響ADC的輸入阻抗(R2 << R在)。
對于單端設計,圖2中MAX11040K通道1的輸入電壓VIN(f),可以利用式1計算:
式中:
VTR是CT和PT變壓器的輸出電壓。
RTR是變壓器的等效阻抗。
R1、R2構成電阻分壓網絡。
RIN是MAX11040K的輸入阻抗。
R2llRIN是R2和RIN的并聯阻抗。
C3為輸入旁路電容。
f是輸入信號頻率。
VIN(f)是MAX11040K的輸入電壓。
可以利用類似方法進行差分輸入設計。
為保持高精度電阻分壓比和正確的旁路特性,應選取低溫度系數、精度為1%甚至更好的金屬薄膜電阻。 電容應選取高精度陶瓷電容或薄膜電容。 最好選擇信譽較好的供應商購買這些元件,例如Panasonic、Rohm、Vishay、Kemet和AVX?等。????
MAX11040EVKIT提供了一個全功能、8通道DAS系統,評估板能夠幫助設計人員加快產品的開發進程,例如,驗證圖2中所推薦的原理圖方案。
圖3. 基于MAX11040EVKIT的開發系統框圖,需要兩個精密儀表對測量通道進行適當校準。 測量結果可以通過USB發送到PC機,然后轉換成Excel?文件作進一步處理。
函數發生器產生的±5V信號連接到MAX11040K的通道2,而另一函數發生器產生的±10V信號連接到MAX11040K的輸入通道1。 電阻分壓網絡R1/R2和R3/R4對±5V或±10V輸入進行相應的調整,使其接近ADC的滿量程范圍(FSR = ±2.2VP-P)。
電阻分壓網絡R1和R2的取值以及旁路電容C1和C2的取值如表2所示,均由式1計算得到,接近最佳的輸入動態范圍(約±2.10VP-P)。 該動態范圍限制在0.05%相當高的精度范圍,非常適合MAX11040K。 有關精度指標的詳細信息,請參考MAX11040K數據資料。
VTR ±VP-P | RTR (Ω) | R1 (Ω) | R2 (Ω) | RIN (Ω) | C3 (μF) | f (Hz) | VIN ±VP-P | VADC (VRMS) | Calibration Factor-KCAL | Calibration Factor Error (%) |
---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|
Calculations for nominal VTR and standard components (nominal) values | ||||||||||
10 | 50 | 3320 | 909 | 130000 | 0.1 | 50 | 2.11268 | 1.4939 | 3.73301 | 0.07 |
-80 | 68.32 | 67.92 | 67.52 | 67.12 | 66.72 | 66.31 | 65.91 | 65.51 | 65.1 | 64.7 |
5 | 50 | 2490 | 1820 | 130000 | 0.1/td> | 50 | 2.07026 | 1.46395 | 2.41516 | 0.99 |
Measured values for VTR, VIN, VINRMS with real components values and tolerances used in the experiment | ||||||||||
9.863 | 50 ± 10% | 3320 ± 1% | 909 ± 1% | 130000 ± 15% | 0.1 ± 10% | 50 | 2.09872 | 1.483899 | 4.699912 | 0 |
0 | 50 ± 10% | 2490 ± 1% | 1820 ± 1% | 130000 ± 15% | 0.1 ± 10% | 50 | 0 | 0.00048 | NA | NA |
表2列出的計算值均來自式1的計算結果和圖3定義的精確測量。 表格頂部給出了式1在標稱輸入電壓下的理論計算結果,選擇標準的分立元件。 表2底部給出了演示系統中實際測量的元件值以及測試誤差,同時還給出了用于FSR校準和計算得到的K卡爾系數,計算公式如下:
校準系數K卡爾按照式2計算:
KCAL = VTRMAX/(VADCMAX - VADC0) (式2)
式中:
VTRMAX是輸入最大值,分別代表±5V或±10V輸入信號。
VADCMAX是測量、處理后的ADC值,MAX11040EVKIT設置與圖3相同,輸入信號設置為VTRMAX。
VADC0是測量、處理后的ADC值,MAX11040EVKIT設置與圖3相同,輸入信號設置為VIN = 0 (系統零失調測量)。
KCAL (本實驗中)是針對特別通道的校準系數,根據VADC計算輸入信號VTR。
KCAL誤差計算顯示只基于標稱值的KCAL“理論值”可能與基于實際測量值計算的K卡爾之間存在1%左右的誤差。
所以,只是依靠理論計算還不足以支持實際要求; 如果設計中需要達到EU IEC 62053標準要求的0.2%精度,就必須對每個測量通道進行滿量程(FSR)校準。
表3所示結果驗證了? FSR輸入信號的測量。 利用高精度HP3458A萬用表測量數據,利用式2中的校準系數K卡爾得到ADC測量值和計算值。
Generator | Generator | MAX11040K | Calculation | VERR | Requirements |
Nominal Signal (1/2 FSR) | VTR_M - signal measured by HP3458A | VIN Measured by ADC | VTR_C = VIN × KCAL | (VTR_M - VTR_C) × (100/VTR_C) | IEC 62053 |
(VP-P) | (VRMS) | (VRMS) | (VRMS) | (%) | (%) |
Channel 1: ±5.000 | 3.4892 | 0.74259 | 3.490126 | -0.026544 | 0.2 |
Channel 2: ±2.500 | 1.7471 | 0.7307 | 1.747384 | -0.016265 | 0.2 |
表3中的VTR_M表示輸入? FSR信號時的測量值,而VTR_C表示基于MAX11040K測量值和KCAL處理、計算得到的數值。
結果顯示調理后的電路測量誤差VERR低于0.03%,可輕松滿足EU IEC 62053規范要求的0.2%精度指標。
圖4. MAX11040EVKIT GUI允許用戶方便地設置各種測量條件:12.8ksps、256采樣點/周期和1024次轉換。 此外,GUI的計算部分提供了一個進行快速工程運算的便捷工具。
測量結果也可以通過USB口傳送到PC端,從而利用強大的(而且免費)的Excel進行詳細的數據分析。
結論
MAX11040K等高性能多通道同時采樣、Σ-Δ ADC非常適合工業應用的數據采集系統。 這些新型ADC設計能夠提供高達117dB的動態范圍,有效改善積分非線性和微分非線性,采樣速率高達64ksps。 選擇適當的信號調理電路,MAX11040K能夠滿足甚至優于高級“智能”電網監控系統的指標要求1。
審核編輯:郭婷
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