由于頻譜有限，商用/專用蜂窩網(wǎng)絡(luò)的使用越來越多，無線電平臺開發(fā)面臨著更復(fù)雜的干擾場景。本文將討論高動態(tài)范圍射頻收發(fā)器 ADRV9002軟件定義無線電(SDR)如何應(yīng)對關(guān)鍵性任務(wù)通信無線電和其他高動態(tài)要求無線應(yīng)用的阻塞挑戰(zhàn)。

引言

關(guān)鍵性任務(wù)通信系統(tǒng)對我們的應(yīng)急服務(wù)、公用事業(yè)服務(wù)以及政府和軍事戰(zhàn)術(shù)無線電系統(tǒng)至關(guān)重要。關(guān)鍵性任務(wù)通信系統(tǒng)部署在多個工作頻段，必須與不斷擴(kuò)大的商用蜂窩網(wǎng)絡(luò)共存。這給無線電設(shè)計帶來了很大挑戰(zhàn)，因為接收器必須在存在很大阻塞或干擾信號的情況下破譯極低電平信號。此外，對于很多便攜式和手持式用例，尺寸、重量和功耗(SWaP)也是主要的設(shè)計考慮因素。集成式軟件定義無線電IC能夠覆蓋多個頻段，并且其動態(tài)范圍能夠處理日益擁擠的小尺寸應(yīng)用部署。

為了滿足這些需求，一個新的軟件定義無線電系列應(yīng)運而生。ADRV9002射頻收發(fā)器專為眾多關(guān)鍵性任務(wù)通信市場而設(shè)計，支持窄帶（NB，低至kHz）和寬帶（WB，高達(dá)40 MHz）操作。ADRV9002是一個高度集成的RF至比特/比特至RF系統(tǒng)平臺，具有統(tǒng)一的軟件可編程架構(gòu)，并集成了眾多用于關(guān)鍵性任務(wù)通信的先進(jìn)功能，包括快速跳頻(FFH)、多芯片同步(MCS)、數(shù)字預(yù)失真(DPD)、動態(tài)配置文件切換(DPS)、數(shù)字下變頻器(DDC)、監(jiān)控模式(MM)和高級校準(zhǔn)算法，大大降低了基帶處理器的負(fù)載。ADRV9002提供出色的動態(tài)范圍，具有良好的靈敏度和阻塞容限，能夠應(yīng)對具有挑戰(zhàn)性的部署和干擾信號。

接收器阻塞要求

接收器的動態(tài)范圍是其最大輸入信噪比的下限，動態(tài)范圍是決定接收器在有阻塞信號（干擾信號）的情況下恢復(fù)低電平信號能力的關(guān)鍵因素之一。最小可檢測信號或靈敏度由信號帶寬(BW)、接收器解調(diào)閾值(SNRMIN)和接收器的噪聲系數(shù)(NF)決定。它可用以下公式表示：

由于LO相位噪聲 和相互混頻機(jī)制如圖1所示，較大的阻塞信號能量可能會擴(kuò)散到所需信號，導(dǎo)致接收器靈敏度下降；阻塞信號越大，越接近所需信號，接收器的靈敏度就越低。較大的阻塞信號本身也可能在接收器前端引入非線性特性，并在所需信號頻帶中造成雜散抑制。與所需信號具有相同頻率偏移的兩個較大阻塞信號的三階交調(diào)產(chǎn)物，會落入所需信號頻段，導(dǎo)致接收器性能下降。

圖1. 相互混頻。

圖2和圖3顯示了DMR1和TETRA2標(biāo)準(zhǔn)，這些標(biāo)準(zhǔn)定義了接收器所能容忍的各種干擾信號和電平要求。這些標(biāo)準(zhǔn)要求無線電在1 MHz (DMR)或500 kHz (TETRA)頻率偏移下能夠處理至少84 dBc的阻塞。無線電生產(chǎn)商可能希望能夠處理90 dBc甚至更高，使其產(chǎn)品更具競爭力。同樣，對于相鄰信道的選擇性、雜散抑制和交調(diào)響應(yīng)抑制，接收器應(yīng)該有能力應(yīng)對所有這些類型的阻塞，并有一定的裕量。

圖3. TETRA標(biāo)準(zhǔn)定義了阻塞要求。

為了滿足圖2和圖3中所示的DMR/TETRA阻塞要求，通常使用傳統(tǒng)的超外差結(jié)構(gòu)，其中射頻信號下變頻為一個或兩個中頻(IF)，如圖4所示。利用一對可調(diào)諧BBP（BPFa，BPFb）來抑制帶外阻塞信號以及VHF/UHF頻段混頻器1的鏡像，或者也可以把單個SAW頻段濾波器用于更高的頻段，如800 MHz/900 MHz。混頻器1后的晶體BPF有敏銳的頻率響應(yīng)，以提供信道選擇性和混頻器2的反鏡像。 AD9864等集成電路具有第二混頻器、IF/CLK頻率合成器、模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)、可編程抽取濾波器等集成功能，可提供良好的信道內(nèi)信噪比。

圖4. 傳統(tǒng)的超外差接收器。

圖4所示的超外差架構(gòu)類型高度依賴外部BPF（射頻和中頻）來濾除帶內(nèi)和帶外阻塞信號和鏡像，并且還有用于接收器和發(fā)射器的其他分立元器件；這種架構(gòu)限制了降低無線電尺寸、重量和成本的能力，以及對多標(biāo)準(zhǔn)的支持。

ADRV9002接收器架構(gòu)

圖5顯示了頂層ADRV9002接收器架構(gòu)，3它有兩個相同的接收器。模擬前端(AFE)包含可編程前端衰減器、匹配的I和Q混頻器、可編程一階或二階低通濾波器(LPF)以及每個通道兩組模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)（高性能和低功率）。數(shù)字前端(DFE)包含一系列數(shù)字信號處理模塊，其中包括抽取濾波器、DDC、可編程FIR (PFIR)濾波器、校正算法模塊等。ADRV9002接收器提供靈活的NB和WB模式支持、自動或手動增益控制、直接轉(zhuǎn)換或IF操作。高度集成的射頻到比特接收器可以取代圖4中虛線框內(nèi)的所有功能塊。圖6所示為采用ADRV9002的新型關(guān)鍵性任務(wù)通信接收器示意圖。

圖6. 采用ADRV9002的關(guān)鍵性任務(wù)通信接收器示意圖。

使用一組HPADC和LPADC是ADRV9002接收器獨有的設(shè)計，它可提供最大的線性度(IIP3)和良好的功耗權(quán)衡。HPADC和LPADC具有相似的噪聲水平和動態(tài)范圍，HPADC的IIP3性能比LPADC提高了約5 dB，但功耗增加。由于前端的LNA增益，預(yù)計HPADC和LPADC在天線輸入端的系統(tǒng)NF是相似的。利用ADRV9002接收器的快速模擬和數(shù)字峰值檢測器功能，用戶可以在檢測到較大的阻塞信號或阻塞信號消失時，動態(tài)切換使用HPADC和LPADC，因此可以很好地兼顧接收器的線性度和功耗。

ADC（HPADC和LPADC）信號轉(zhuǎn)換函數(shù)(STF)具有低通濾波器響應(yīng)，它可以起到抗混疊濾波器的作用，并顯著減少采樣率周圍的阻塞信號。它還降低了ADC之前模擬LPF的抗混疊要求。圖7顯示了ADRV9002 ADC STF和模擬LPF的頻率響應(yīng)，其中HPADC以2.2 GHz的采樣率運行，LPF設(shè)置為一階，頻率約為20 MHz f1 dB。得益于ADC的高動態(tài)范圍，ADRV9002無需依賴模擬LPF來實現(xiàn)阻塞信號抑制和信道選擇；因此，將模擬LPF設(shè)計為一個可配置一階或二階LPF，帶寬約為5 MHz至50 MHz。它為ADC提供了抗混疊功能，并幫助衰減帶外阻塞信號。信道濾波由PFIR濾波器在數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)路徑的末端完成。

圖7. ADRV9002 ADC STF和模擬LPF頻率響應(yīng)。

ADRV9002接收器可支持高達(dá)40 MHz的射頻帶寬，可編程的NCO和DDC允許從高達(dá)±20 MHz的中頻進(jìn)行數(shù)字下變頻，這對NB和WB信號都適用。這為接收器提供了靈活的直接轉(zhuǎn)換或中頻操作。需要注意的是，偏移IF加上射頻信號BW的1/2應(yīng)始終小于20 MHz，以確保輸入信號不會因ADC之后的數(shù)字濾波器引起失真。

ADRV9002接收器阻塞容限

如前所述，高于所需信號的最大阻塞容限或最大可承受阻塞信號功率主要由以下因素決定：

動態(tài)范圍（接收器最大輸入信噪比下限）

接收器線性度，在失真產(chǎn)物落入所需信道的情況下

中頻模式下的鏡像抑制，僅當(dāng)干擾源處于鏡像頻率時

LO相位噪聲

動態(tài)范圍

接收器必須提供足夠的動態(tài)范圍來容納阻塞信號和所需信號。與圖4中的傳統(tǒng)超外差接收器不同，ADRV9002接收器不依賴外部BPF來濾除阻塞信號。ADRV9002接收器的動態(tài)范圍約為150 dBc/Hz，足以容納接收器路徑模擬/射頻部分的阻塞信號和所需信號并進(jìn)行數(shù)字化處理，因此可以在數(shù)字域高效濾除阻塞信號。ADRV9002接收器在最大增益下的動態(tài)范圍通過公式2計算。

其中-11.4 dBm是ADRV9002接收器的典型滿量程輸入功率(FSIP)，12.5 dB是ADRV9002接收器的典型NF。

ADRV9002接收器的最大增益約為20 dB，增益控制范圍為34 dB，由混頻器前的衰減器設(shè)定，施加的衰減越多，接收器的增益越小。接收器可提供dB/dB NF和線性權(quán)衡，增益降低1 dB會使NF增加1 dB，使IIP3和IIP2增加1 dB。同樣，增益減少1 dB，F(xiàn)SIP會增加1 dB。圖8顯示了不同增益下的ADRV9002接收器NF、IIP2、IIP2和FSIP。從公式2可以看出，在接收器增益控制范圍內(nèi)，ADRV9002接收器可以保持150 dBc/Hz的動態(tài)范圍。

圖8. ADRV9002接收器NF、IIP3、IIP2和FSIP與增益的關(guān)系。

圖6顯示了接收器、LNA之前的前端插入損耗(IL)以及LNA增益，NF主導(dǎo)整個系統(tǒng)的本底噪聲，進(jìn)而影響系統(tǒng)的動態(tài)范圍。系統(tǒng)NF (NFSYS)可通過公式3來計算。

其中：

FFE 表示LNA之前所有前端的噪聲系數(shù)

AFE 表示LNA之前的FE的線性插入損耗

FLNA 表示LNA噪聲系數(shù)

ALNA 表示線性LNA增益

FBALUN 表示線性LNA增益

ABALUN 表示巴倫線性插入損耗

FTRX 表示ADRV9002噪聲系數(shù)

對于圖6中的接收器，在LNA之前具有3 dB前端插入損耗。LNA (HMC8410) 具有1.4 dB NF和19 dB增益。巴倫插入損耗為1 dB，ADRV9002接收器的NF在最大增益時為12.5 dB。從公式3可以看出，該接收器的系統(tǒng)NF約為5.1 dB，從天線到ADRV9002輸入的總增益為15 dB。使用公式2，當(dāng)ADRV9002增益最大時，天線輸入端的系統(tǒng)動態(tài)范圍約為：

圖9顯示了不同ADRV9002增益時天線輸入端的系統(tǒng)動態(tài)范圍和噪聲系數(shù)，ADRV9002接收器采用較大動態(tài)范圍設(shè)計。系統(tǒng)動態(tài)范圍始終會受前端LNA的限制，因此應(yīng)該從系統(tǒng)角度考慮仔細(xì)設(shè)計。

圖9. 系統(tǒng)噪聲系數(shù)和動態(tài)范圍與ADRV9002增益的關(guān)系。

在無線電設(shè)計實踐中，可利用公式4估算接收器的動態(tài)范圍要求，或用于估算給定接收器動態(tài)范圍的最大阻塞信號與目標(biāo)信號的容限比率。圖10顯示了公式4的動態(tài)范圍估算圖。

圖10. 動態(tài)范圍要求分析圖。

以帶有CW阻塞信號的典型DMR信號為例。假設(shè)DMR目標(biāo)信號的帶寬為8 kHz，SNRMIN約為7 dB，CW阻塞信號的PAR為0 dB，裕量為1 dB。然后，根據(jù)公式4，我們可以推導(dǎo)出ADRV9002 150 dBc/Hz的動態(tài)范圍可容許的最大CW阻塞信號為高于目標(biāo)信號103 dBc，并且信噪比至少為7 dB。

以上只是從動態(tài)范圍以及阻塞信號的角度進(jìn)行估算，LO相位噪聲性能也會降低對所需信號的最大可容許阻塞信號。要驗證ADRV9002接收器的高動態(tài)范圍阻塞概念，需要為阻塞信號和外部LO提供高質(zhì)量的信號發(fā)生器。如果使用LNA，則前端LNA線性度(IIP3)不應(yīng)限制測試。

圖11顯示了用于驗證上述分析和計算的ADRV9002阻塞測試設(shè)置。ADRV9002基于DMR配置文件進(jìn)行配置，中頻為490 kHz，接收器采用外部LO。ARDV9002接收器輸入端的接收器目標(biāo)信號約為–108 dBm，將信號發(fā)生器設(shè)置為不同的輸出阻塞信號頻率偏移，并增加阻塞信號水平，直到所需信號SNR降低至公式1中的SNRMIN（對于DMR 8 kHz信號BW，這個值約為7 dB）。然后，注意相應(yīng)頻率偏移處的最大阻塞信號容限。

圖11. ADRV9002阻塞測試圖。

圖12和圖13顯示了在CW阻塞信號和LTE10阻塞信號接近目標(biāo)信號的情況下，ADRV9002 DMR配置文件阻塞測試結(jié)果。

圖13. ADRV9002 DMR配置文件LTE10阻塞信號容限測試結(jié)果。

在CW阻塞信號測試中，目標(biāo)信號約為150 MHz。兩個具有良好相位噪聲的信號源分別用于外部LO和CW阻塞信號；因此，LO和阻塞信號相位噪聲基本上不影響阻塞測試。ADRV9002 CW阻塞信號抑制測試結(jié)果與高于103 dBc的估計值非常接近，但1 MHz頻率偏移下的阻塞信號除外，該頻率偏移約為中頻頻率的兩倍，并且受到鏡像抑制性能的限制。

對于另一個測試用例，即LTE阻塞信號測試，目標(biāo)信號設(shè)置為860 MHz，Keysight N5182B信號發(fā)生器生成調(diào)制后的LTE10阻塞信號，ADF5335 PLL用于外部LO信號源。LTE10阻塞信號抑制測試結(jié)果與92.7 dBc的估計結(jié)果非常接近，但有大約3 dB的差距。這主要是LO和阻塞信號相位噪聲的影響。

上述ADRV9002 DMR模式的動態(tài)范圍估值和測試結(jié)果是假定ADC之前沒有濾波器。ADRV9002模擬LPF可以部分衰減阻塞信號。這改善了結(jié)果，特別是當(dāng)阻塞信號移動到更高的偏移頻率時（例如，≥5MHz）。

線性度

兩個較大阻塞信號的三階交調(diào)產(chǎn)物（或?qū)拵ё枞盘柕牡谌齻€非線性分量）會落入目標(biāo)信號頻段，使接收器靈敏度下降。接收器線性度會將整體阻塞信號容差限制在動態(tài)范圍以下。三階非線性失真的簡單分析可以通過使用IP3（三階交調(diào)點）概念來實現(xiàn)。圖14顯示了寬帶阻塞信號非線性產(chǎn)物落入目標(biāo)信號頻段的情況，簡化的雙信號音模型可用于寬帶阻塞分析。每個信號音的功率是總阻塞信號功率(PBLK –3 dB)的一半，間隔等于阻塞信號BW，失真分量(PIM)的功率等于寬帶阻塞信號每側(cè)的總失真功率。圖2和圖3中的DMR/TETRA標(biāo)準(zhǔn)交調(diào)抑制響應(yīng)通過一個未調(diào)制干擾信號和一個調(diào)制信號進(jìn)行驗證，但由于DMR/TETRA調(diào)制信號的帶寬較窄，交調(diào)抑制響應(yīng)也可簡化為圖14中的雙信號音模型，其中，BW將是DMR/TETRA測試規(guī)范定義的兩個干擾信號間隔。

其中PI是輸入信號音功率，PIM是三階失真功率。

ADRV9002接收器的典型IIP3為26 dBm，帶HPADC。為了分析ADRV9002線性度是否滿足DMR交調(diào)抑制響應(yīng)要求，我們使用了圖6中的接收器設(shè)置。ADRV9002之前的總FE增益為15 dB。圖2顯示，ADRV9002輸入端的-107 dBm目標(biāo)信號將為-92 dBm，在7 dB的SNRMIN下，由三階失真引起的最大允許噪聲（或PIM）將為-99 dBm。通過公式5 可以計算出ADRV9002輸入端的最大允許PI為-15.7 dBm，在天線輸入端為-30.7 dBm左右，遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于-42 dBm的DMR標(biāo)準(zhǔn)要求。同樣，ADRV9002接收器IIP3為22 dBm，帶LPADC。這將允許在天線輸入端有大約-33.3 dBm的最大PI，這仍然可以滿足DMR交調(diào)抑制要求。

同樣，與無線電設(shè)備指令(RED)兼容的衛(wèi)星地面站和系統(tǒng)(SES) 4中的干擾阻塞要求需要接收器最高能容許87 dBc LTE 5 MHz的阻塞信號，且SNRMIN為2.5 dB，如圖15所示。使用圖6中的同一接收器，ADRV9002輸入端的阻塞信號為–15 dBm，F(xiàn)E增益為15 dB，ADRV9002輸入端的目標(biāo)信號為–102 dBm。假設(shè)LTE 5 MHz信號的PAR值為7.5 dB，ADRV9002滿量程的裕量為1 dB，則ADRV9002接收器需要從最大增益中減去5 dB，以適應(yīng)-15 dBm的LTE阻塞信號，在圖8中，ADRV9002的IP3將為31 dBm，增益約為15 dB。

圖15. 衛(wèi)星接收器阻塞信號要求（符合ETSI RED規(guī)范）。

如圖14所示，寬帶5 MHz的LTE阻塞信號可以簡化為雙信號音方法，用于估計IM3。ADRV9002輸入端的每個信號音功率PI為–18 dBm。從公式5可以看出，三階失真功率PIM為-116 dBm，阻塞信號一側(cè)的失真功率為-98 dBc，可以滿足RED阻塞要求（-87 dBc阻塞信號與期望功率比率-2.5 dB SNRMIN）。實際上，對于寬帶阻塞來說，只有一部分三階失真落在目標(biāo)信號頻段，系數(shù)為10 × log10 (156 kHz/7.5 MHz)，其中156 kHz是目標(biāo)信號帶寬，7.5 MHz是阻塞信號中心到三階失真的偏移量，因此目標(biāo)信號頻段的有效失真功率遠(yuǎn)小于PIM。ADRV9002接收器的線性度有很大的裕量，可以滿足RED規(guī)范要求。

注意，這些計算只考慮了ADRV9002接收器的三階失真。分析表明，ADRV9002接收器的線性度有很大的裕量，可以滿足DMR標(biāo)準(zhǔn)的阻塞交調(diào)抑制規(guī)范和RED規(guī)范。ADRV9002接收器提供dB/dB增益和線性度權(quán)衡，增益越小，IIP3越大，上述阻塞交調(diào)抑制的裕量越大。從系統(tǒng)設(shè)計的角度來看，外部前端LNA的線性度可能會限制整個系統(tǒng)的線性度。這需要仔細(xì)設(shè)計。

中頻操作和鏡像抑制

在中頻操作中，鏡像頻率（目標(biāo)頻率-2×中頻）的阻塞信號可在混頻器之后下變頻到目標(biāo)信號頻段，并可能使接收器靈敏度下降。必須將阻塞信號鏡像移除或抑制到足夠低的水平，以保持接收器性能。圖15顯示了鏡像頻率的阻塞信號和抑制要求。鏡像頻率阻塞要求可歸類為DMR/TETRA標(biāo)準(zhǔn)的雜散響應(yīng)抑制，如圖2和圖3所示。以DMR 70 dBc的雜散響應(yīng)抑制和7 dB的SNRMIN為例，接收器的鏡像抑制需至少達(dá)到77 dBc，外加額外裕量。

圖16. 鏡像頻率的阻塞信號和抑制。

傳統(tǒng)的中頻操作需要高精度射頻濾波器（圖4，BPFb），在混頻器之前濾除鏡像頻率的阻塞信號，并且/或者需要非常高的中頻，才能使用實用的外部濾波器（圖4，晶體BPF）在第二個混頻器之前消除阻塞信號鏡像。

ADRV9002鏡像抑制算法平衡I/Q；因此，可以在ADRV9002的數(shù)字部分去除鏡像頻率的阻塞信號。ADRV9002在中頻模式下為NB信號提供約90dBc的鏡像抑制。根據(jù)前面的計算，這留下了很大的裕量，以滿足DMR 70 dBc雜散響應(yīng)抑制要求。在這種性能水平下，ADRV9002不一定需要外部射頻BPF（至少降低了外部射頻BPF要求）來實現(xiàn)鏡像抑制。如果系統(tǒng)需要更多的鏡像抑制，可以將ADRV9002配置為高中頻模式，在目標(biāo)信號和鏡像之間創(chuàng)造最大的空間（~40 MHz）。因此，外部BPF可以衰減鏡像頻率的阻塞信號。ADRV9002提供靈活的可變中頻操作，用戶可以根據(jù)自己的系統(tǒng)要求配置中頻。

LO相位噪聲

由于LO相位噪聲和相互混頻，較大的阻塞信號可能會降低接收器的靈敏度。從阻塞信號到目標(biāo)信道的偏移頻率的LO相位噪聲應(yīng)該足夠低，這樣接收器的相互混頻分量就不會降低目標(biāo)頻段的信噪比。對于調(diào)制阻塞信號，可以用位于帶寬中心的CW信號音和阻塞信號的總功率對阻塞信號建模，以簡化分析。圖16顯示了LO相位噪聲要求模型。相位噪聲要求可通過下公式估算：

其中，PBLK-TO-DESIRED是在給定的頻率偏移下，高于目標(biāo)信號的最大容許阻塞信號功率。

圖17. LO相位噪聲要求模型。

以DMR為例（7 dB SNRMIN, 8 kHz BW），1 MHz時的阻塞信號要求是84 dBc。為了滿足標(biāo)準(zhǔn)要求，1 MHz偏移時的LO相位噪聲應(yīng)小于-130 dBc/Hz。

ADRV9002提供集成射頻PLL和VCO，具有更好的相位噪聲性能（見 ADRV9002 數(shù)據(jù)手冊中的相位噪聲圖）。在1 MHz的偏移量下，470 MHz LO的LO相位噪聲為–141.4 dBc/Hz，900 MHz LO的相位噪聲為–136.5 dBc/Hz。ADRV9002內(nèi)部LO可以滿足DMR標(biāo)準(zhǔn)阻塞LO相位噪聲要求。

ADRV9002還為接收器提供了外部LO輸入，允許使用外部更高性能的LO來獲得更高的阻塞性能。

結(jié)論

本文展示了ADRV9002系統(tǒng)如何通過較高的動態(tài)范圍和線性度設(shè)計，來滿足關(guān)鍵性任務(wù)無線應(yīng)用充滿挑戰(zhàn)性的阻塞需求。高度集成的平臺涵蓋廣泛的頻段和標(biāo)準(zhǔn)。其BOM數(shù)量很少，適合多種用途。

審核編輯：郭婷