Colm Slattery 和 Mariah Nie

電子秤向更高精度和更低成本的方向發(fā)展，對低成本高性能模擬信號處理的需求不斷增加。此要求的范圍并不明顯;大多數(shù)電子秤以1：3，000或1：10，000的分辨率輸出最終重量值，這很容易通過12位至14位ADC（模數(shù)轉(zhuǎn)換器）滿足。然而，對電子秤的仔細檢查表明，滿足分辨率要求并不容易實現(xiàn);事實上，ADC精度需要接近20位。在本文中，我們將討論電子秤的一些系統(tǒng)規(guī)格，并討論設計和構(gòu)建電子秤系統(tǒng)的注意事項。考慮的主要方面是峰峰值噪聲分辨率、模數(shù)轉(zhuǎn)換器動態(tài)范圍、增益漂移和濾波。我們將來自實際稱重傳感器的測量數(shù)據(jù)與來自穩(wěn)定基準電壓源的輸入進行比較，使用電子秤參考設計作為評估板。

稱重傳感器

最常見的稱重秤實現(xiàn)方案是使用橋式稱重傳感器，其電壓輸出與放置在其上的重量成正比。典型的稱重傳感器電橋如圖1所示;它是一個具有至少兩個可變臂的4電阻橋電路，其中電阻隨施加的重量而變化，在2.5 V（電源電壓的一半）的共模電平下產(chǎn)生差分電壓。典型的電橋?qū)⒕哂?300 歐姆量級的電阻器。

圖1.稱重傳感器的基本電路。

稱重傳感器本質(zhì)上是單調(diào)的。稱重傳感器的主要參數(shù)是靈敏度、總誤差和漂移。

敏感性

典型稱重傳感器的電靈敏度（定義為滿載輸出與激勵電壓之比）為2 mV/V。具有 2mV/V 靈敏度和 5V 激勵時，滿量程輸出電壓為 10mV。通常，為了使用稱重傳感器量程中最線性的部分，只會使用該范圍的三分之二左右。因此，滿量程輸出電壓約為6 mV。因此，挑戰(zhàn)在于測量6 mV滿量程范圍內(nèi)的小信號變化，以獲得可實現(xiàn)的最高性能，這在通常使用電子秤的工業(yè)環(huán)境中并非易事。

總誤差

總誤差是輸出誤差與額定輸出之比。典型的電子秤的總誤差規(guī)格約為 0.02%。這是一個非常重要的規(guī)格，因為它限制了理想信號調(diào)理電路所能達到的精度。因此，它決定了A/D轉(zhuǎn)換器分辨率的選擇，以及放大電路和濾波器的設計。

漂移

稱重傳感器也會隨著時間的推移而漂移。圖2顯示了在24小時內(nèi)測量的實際稱重傳感器漂移特性。在測量期間，溫度基本上是恒定的，因此漂移與溫度無關。所示結(jié)果（使用24位ADC測量的位變化數(shù)）顯示總漂移為125 LSB，或約7.5 ppm。

圖2.長期稱重傳感器穩(wěn)定性—24 小時繪圖。

電子秤系統(tǒng)

設計電子秤系統(tǒng)時要考慮的最重要參數(shù)是內(nèi)部計數(shù)、ADC動態(tài)范圍、無噪聲分辨率、更新速率、系統(tǒng)增益和增益誤差漂移。系統(tǒng)必須設計為比率式，因此與電源電壓無關——這將在后面討論。

內(nèi)部計數(shù)

如前所述，用戶看到的典型電子秤系統(tǒng)的分辨率范圍從低端的1：3，000到高端解決方案的1：10，000。例如，一個稱重秤的重量分辨率可達 5 公斤，計數(shù)為 1：10，000，重量分辨率為 0.5 克。此分辨率（如LCD顯示屏所示）通常稱為外部計數(shù)。為了保證準確滿足此分辨率，系統(tǒng)的內(nèi)部分辨率必須至少提高一個數(shù)量級。事實上，一些標準規(guī)定系統(tǒng)的內(nèi)部計數(shù)比外部計數(shù)好 20 倍。對于上面的示例，內(nèi)部計數(shù)需要為 1：200，000。

圖3.典型的稱重系統(tǒng)。

模數(shù)轉(zhuǎn)換器動態(tài)范圍

在使用標準高分辨率A/D轉(zhuǎn)換器的電子秤應用中，不太可能使用ADC的整個滿量程范圍。在圖1的示例中，稱重傳感器具有5 V電源和10 mV滿量程輸出。線性范圍為6 mV。在前端使用增益為128級時，ADC輸入將看到約768 mV滿量程。如果使用標準2.5 V基準電壓源，則僅使用ADC動態(tài)范圍的30%。

如果在1 mV滿量程范圍內(nèi)，內(nèi)部計數(shù)需要精確到200：000，770，則ADC需要提高3×至4×才能滿足性能要求。在這種情況下，對于1：800，000的計數(shù)，ADC將需要19位到20位的精度。現(xiàn)在可以理解信號處理要求帶來的實際挑戰(zhàn)。

增益和失調(diào)漂移

工業(yè)秤系統(tǒng)通常在 50 攝氏度的溫度范圍內(nèi)運行。設計人員必須考慮系統(tǒng)在高于室溫的溫度下的精度，因為增益隨溫度漂移可能是誤差的主要來源。例如，增益誤差漂移為20 ppm/°C的1位穩(wěn)定系統(tǒng)在50度范圍內(nèi)將具有50 LSB的誤差。盡管系統(tǒng)在1°C時可能穩(wěn)定為25 LSB，但在整個溫度范圍內(nèi)實際上只有50 LSB的精度。因此，在設計電子秤時，選擇具有低增益漂移的ADC是一個非常重要的考慮因素。

失調(diào)漂移不是那么大的考慮因素。大多數(shù)Σ-Δ型ADC采用固有的斬波模式技術設計，具有漂移更低、抗1/f噪聲能力更強等優(yōu)點，這對電子秤設計人員非常有用。例如，AD7799模數(shù)轉(zhuǎn)換器的失調(diào)漂移規(guī)格為10 nV/°C。 在 20 位系統(tǒng)中，在整個 1 度工作范圍內(nèi)，總共僅產(chǎn)生 4/50 LSB 誤差。

無噪聲分辨率

閱讀數(shù)據(jù)手冊時的一個常見錯誤是沒有注意噪聲是指定為均方根（rms）還是峰峰值（p-p）。對于電子秤應用，最重要的規(guī)格是p-p噪聲，它決定了無噪聲代碼分辨率。ADC的無噪聲碼分辨率是分辨率位數(shù)，超過該位數(shù)，由于與所有ADC相關的有效輸入噪聲，無法明確分辨單個代碼。該噪聲可以表示為均方根量，通常表示為LSB單位的數(shù)量（計數(shù)，2–n滿量程）。乘以 6.6（捕獲標準分布中所有值的 99.9%）得到合理的等效峰峰值（以 LSB 表示）。大多數(shù)ADI公司的Σ-Δ型ADC數(shù)據(jù)手冊都規(guī)定了均方根和峰峰值或無噪聲代碼，如下表所示，摘自AD7799數(shù)據(jù)手冊。

更新速率

在圖4中可以看出，系統(tǒng)的無噪聲分辨率取決于ADC的更新速率。例如，使用2.5 V基準電壓源和4.17 Hz的更新速率，分辨率為20.5位p-p（增益為128）;而在 500 Hz 時，分辨率降低到 16.5 位。在電子秤系統(tǒng)中，設計人員需要在ADC采樣的最低更新速率與更新LCD顯示屏所需的輸出數(shù)據(jù)速率之間取得平衡。對于高端電子秤，通常使用10 Hz ADC更新速率。

表I：采用7799.2 V基準電壓源時AD5的輸出RMS噪聲（mV）與增益和輸出更新速率的關系

表二.AD7799的典型分辨率（位）與增益和輸出更新速率的關系

圖4.AD7799模數(shù)轉(zhuǎn)換器的等效輸入噪聲和分辨率。

電子秤參考設計

選擇最佳ADC

用于電子秤應用的最佳ADC架構(gòu)是Σ-Δ，因為它具有低噪聲和低更新速率下的高線性度。另一個好處是噪聲整形和數(shù)字濾波在片內(nèi)實現(xiàn)。高頻調(diào)制器中的集成可形成量化噪聲，使噪聲被推到調(diào)制器頻率的一半。然后，數(shù)字濾波器將響應限制在明顯較低的頻率。這大大減少了用戶對ADC數(shù)據(jù)進行復雜后處理的需求。

ADC還應包含一個具有高內(nèi)部增益的低噪聲可編程增益放大器（PGA），以放大稱重傳感器的小輸出信號。與具有外部增益電阻的分立放大器相比，集成PGA可以優(yōu)化以提供低溫度漂。采用分立式配置時，溫度漂移引起的任何誤差都將通過增益級放大。AD7799專為電子秤應用而設計，具有出色的噪聲規(guī)格（27 nV/rt-Hz）和最大增益為128 mV/mV的前端增益級。稱重傳感器可以直接連接到該ADC。

圖5是ADI公司設計的電子秤系統(tǒng)評估板參考設計的框圖。它由一個AD7799 ADC組成，由ADuC847微控制器控制。除了為AD7799提供數(shù)字接口和實現(xiàn)后處理外，ADuC847微控制器本身還包含一個24位、高性能Σ-Δ型ADC。這樣，用戶就可以比較包含AD7799 ADC的系統(tǒng)與采用ADuC847 ADC的完全獨立系統(tǒng)（硬件連接相同）的測試結(jié)果，從而選擇最能滿足要求的設計。

圖5.參考設計框圖。

測試結(jié)果

下圖顯示了使用電子秤參考設計的一些測試結(jié)果。所有結(jié)果均基于測量ADC輸出代碼的標準偏差，實際上是均方根噪聲。為了轉(zhuǎn)換為“無噪聲分辨率代碼”，我們使用以下計算：

標準偏差 = 均方根噪聲 （LSB）

峰峰值噪聲 = 6.6 × 均方根噪聲 （LSB）

以分辨率位為單位的噪聲 = log2（p-p 噪聲）

ADC 無噪聲分辨率（位）= 24 –（以位為單位的噪聲）

= 24 – 日志2（6.6 × 均方根噪聲 （LSB）） 分辨率位

圖6顯示了使用基準電壓作為ADC輸入的測量數(shù)據(jù)。實測基準的標準分布為3.25 LSB。 乘以6.6計算峰峰值噪聲得到21.65 LSB。 將其轉(zhuǎn)換為分辨率位會產(chǎn)生4.42位噪聲。對于24位ADC，這意味著19.58位的“無噪聲分辨率”。圖7顯示了在典型稱重傳感器上完成的相同測試。在這種情況下，“無噪聲分辨率”為19.4位。這意味著稱重傳感器本身只會給最終結(jié)果增加0.2位噪聲，因此ADC顯示為該噪聲的主要貢獻者。

圖6.AD7799在以下條件下的噪聲性能：增益 = 64，更新速率 = 4.17 Hz，基準電壓源 = 5 V，輸入短路至基準電壓源。RMS 噪聲 = 3.2526 LSB，p-p 分辨率 = 19.576 位。

圖7.AD7799在以下情況下的噪聲性能：增益 = 64，更新速率 = 4.17 Hz，基準電壓源 = 5 V，稱重傳感器輸入。RMS 噪聲 = 3.6782 LSB，p-p 分辨率 = 19.399 位。

改善ADC結(jié)果

低帶寬、高分辨率AD7799的分辨率為24位。但是，如上所示，有效位數(shù)受噪聲限制，具體取決于輸出字速率和使用的增益設置。為了提高有效分辨率并盡可能多地消除噪聲，ADuC847的微控制器被編程為采用平均算法以獲得更好的性能。圖8顯示了模擬輸入接地時從Σ-Δ型ADC獲得的典型直方圖。理想情況下，對于此固定直流模擬輸入，輸出代碼應為常數(shù)。但是，由于噪聲，圍繞恒定模擬輸入值的代碼會分散。這種噪聲是由ADC內(nèi)部的熱噪聲和模數(shù)轉(zhuǎn)換過程中固有的量化噪聲引起的。代碼傳播本質(zhì)上通常是高斯的。

圖8.測量恒定模擬輸入的ADC的直方圖。

平均濾波器是減少隨機白噪聲同時保持最銳利階躍響應的好方法。這里討論的設計軟件使用移動平均算法。圖 9 顯示了基本算法流程。

圖9.平均算法。

移動平均濾波器對輸入信號中的多個點求平均值，以產(chǎn)生輸出信號中的每個點。濾波器的輸入直接取自ADC。對最新的 M 個數(shù)據(jù)點進行操作，最小和最大的數(shù)據(jù)點（異常值）將從數(shù)據(jù)窗口中刪除。其余 M – 2 點取平均值，如公式所示。

使用移動平均技術，輸出數(shù)據(jù)速率與輸入數(shù)據(jù)速率相同。這是一階平均。對于更高的更新速率，通常使用二階平均來降低波形色散。在這種情況下，第一階段的輸出通過第二階段進行平均，以進一步改善結(jié)果。

圖10顯示了AD7799平均后的實測數(shù)據(jù)。將其與圖 5 進行比較：平均后，最終結(jié)果提高了約 2.3 位（21.9 位對 19.6 位有效分辨率）。這種技術可以顯著改善最終結(jié)果，而不會影響LCD輸出更新速率。這種技術的唯一缺點是由于平均的流水線延遲而導致的建立時間較長。

圖 10.AD7799濾波后的噪聲性能：增益 = 64，更新速率 = 4.17 Hz，基準電壓源 = 5 V，稱重傳感器輸入。RMS 噪聲 = 0.611 LSB，p-p 分辨率 = 21.9 位。

縮短對重量變化的響應時間

基本算法可以提高噪聲性能，但是當權(quán)重改變時就出現(xiàn)了問題。重量變化后，稱重傳感器的輸出應在很短的時間內(nèi)移動到另一個平衡狀態(tài)。根據(jù)算法，濾波器的輸出只能在濾波器刷新M次后指示最正確的結(jié)果。響應時間受平均點數(shù)的限制。需要特定的算法來判斷權(quán)重的變化。圖 11 顯示了此算法的基本流程。

圖 11.權(quán)重變化判斷算法。

首先，使用雙倍的判斷步驟，以避免將故障視為權(quán)重變化。當來自ADC的兩個連續(xù)數(shù)據(jù)點和濾波器輸出之間的差異都超過閾值時，這被認為是權(quán)重變化。

第二階段的所有M點都將填充相同的新數(shù)據(jù)，以便在重量變化后非常快速地跳過稱重傳感器的過渡期。此外，稱重傳感器本身具有穩(wěn)定時間。為了彌補這一點，在檢測到權(quán)重變化后，平均移動窗口中的所有數(shù)據(jù)將在接下來的六個連續(xù)平均周期內(nèi)使用最新的ADC數(shù)據(jù)刷新，以傳遞恢復時間。六個刷新周期后，平均將恢復。

消除輸出結(jié)果上的閃爍

稱重秤對齊以顯示 0：5，1 和 1：5，000 標準范圍的 1.10 克分度或 000 克分度。當權(quán)重位于兩個相鄰顯示權(quán)重之間的邊距中時，顯示將在這些權(quán)重之間閃爍。為了保持顯示穩(wěn)定，使用了圖12中的算法：

圖 12.代碼更改流程圖。

在每個顯示周期中，軟件決定此周期中顯示的重量是否與前一個周期相同。如果相同，LCD輸出將不會改變，并且該過程將繼續(xù)到下一個周期。如果不同，將計算這兩個周期之間的內(nèi)部代碼差異。如果差值小于閾值，則視為噪聲效應，因此仍會顯示舊權(quán)重。如果差值大于閾值，它將更新顯示。

比較ADuC847和AD7799 ADC性能

對于低成本電子秤設計，ADuC847及其板載ADC可提供單芯片解決方案。ADuC847集成了一個24位Σ-Δ型ADC和一個8052微控制器內(nèi)核。內(nèi)部ADC還具有增益為128 PGA，具有差分模擬輸入和基準輸入。它還包括 62K 字節(jié)的片上程序閃存和 4K 字節(jié)的片上數(shù)據(jù)閃存。下圖13和圖14中的曲線比較了ADuC847上的集成ADC與噪聲較低的獨立AD7799。兩個測試的條件相同：模擬輸入短路至2.5 V基準電壓源，增益為64。正如我們所期望的，AD7799具有較低的噪聲，因此適合高端應用，而ADuC847則適用于要求較低的電子秤。

圖 13.AD7799噪聲性能：增益 = 64，更新速率 = 4.17 Hz，基準電壓源 = 5 V，輸入短路至基準電壓源。RMS 噪聲 = 3.2526 LSB，p-p 分辨率 = 19.576 位。

圖 14.ADuC847噪聲性能：增益 = 64，更新速率 = 5.35 Hz，基準電壓源 = 2.5 V，輸入短路至基準電壓源。RMS 噪聲 = 74.65 LSB，峰峰值分辨率 = 15 位，數(shù)據(jù)手冊規(guī)格 = 15 位。

電子秤設計注意事項

比率式設計

為了獲得最佳性能，參考設計中采用了比率測量技術（用于電橋激勵和ADC基準的相同基準源），如圖3所示。稱重傳感器的輸出精度由電橋的激勵電壓決定。電橋輸出與激勵電壓成正比，激勵電壓的任何漂移都會在輸出電壓中產(chǎn)生相應的漂移。通過使用與電橋激勵電壓成比例的電壓作為ADC的參考源，如果實際電橋激勵電壓發(fā)生變化，測量精度不會下降。這種比例連接消除了激勵源中漂移和極低頻噪聲的影響。為了濾除來自ADC輸入端稱重傳感器的噪聲，可以使用簡單的一階RC濾波器。

布局

布局對于使用高精度Σ-Δ型ADC獲得最佳噪聲性能至關重要。最重要的兩個方面是接地和電源去耦。在此參考設計中，接地層分為模擬和數(shù)字部分。AD7799位于這兩個接地層之間的分離層上方。一個起點用于連接AD7799正下方的接地層。AD7799的GND引腳應連接到模擬地。在此設計中，僅使用一個電源，但 AVDD 和 DVDD 端子之間有一個鐵氧體磁珠。鐵氧體磁珠在低頻時具有低阻抗，在高頻下具有高阻抗。因此，鐵氧體磁珠可以阻擋DVDD中的高頻噪聲。選擇鐵氧體磁珠時，應研究其阻抗與頻率的關系特性。在本設計中，選擇600歐姆表面貼裝封裝的鐵氧體磁珠。最后，使用 0.1μF 和 10μF 電容器對 AVDD 和 DVDD 電源進行去耦;它們應盡可能靠近設備放置。

硬件和軟件

AD7799/ADuC847電子秤參考設計也可以使用RS-232接口連接到任何PC。這允許用戶在評估系統(tǒng)時保存和處理數(shù)據(jù)。

審核編輯：郭婷