D類放大器于1958年首次提出，近年來越來越受歡迎。什么是D類放大器？它們與其他類型的放大器相比如何？為什么 D 類對音頻感興趣？制造“好”音頻D類放大器需要什么？ADI公司的D類放大器產品有哪些特點？在以下頁面中找到所有這些問題的答案。

音頻放大器背景

音頻放大器的目標是在產生聲音的輸出元件上以所需的音量和功率水平再現輸入音頻信號，忠實、高效且低失真。音頻頻率范圍約為 20 Hz 至 20 kHz，因此放大器在此范圍內必須具有良好的頻率響應（驅動頻段受限揚聲器（如低音揚聲器或高音揚聲器）時頻率響應較小）。功率能力因應用而異，從耳機中的毫瓦到電視或 PC 音頻中的幾瓦，再到“迷你”家庭立體聲和汽車音頻的數十瓦，再到更強大的家庭和商業音響系統的數百瓦及以上，以及讓劇院或禮堂充滿聲音。

音頻放大器的簡單模擬實現使用線性模式下的晶體管來創建輸出電壓，該輸出電壓是輸入電壓的縮放副本。正向電壓增益通常很高（至少40 dB）。如果前向增益是反饋環路的一部分，則總環路增益也將很高。通常使用反饋是因為高環路增益可提高性能，從而抑制正向路徑非線性引起的失真，并通過提高電源抑制（PSR）來降低電源噪聲。

D類放大器的優勢

在傳統的晶體管放大器中，輸出級包含提供瞬時連續輸出電流的晶體管。音頻系統的許多可能實現包括A類、AB類和B類設計，與D類設計相比，即使是最高效的線性輸出級，輸出級功耗也很大。這種差異在許多應用中具有明顯的D類優勢，因為較低的功耗產生的熱量更少，節省了電路板空間和成本，并延長了便攜式系統的電池壽命。

線性放大器、D類放大器和功耗

線性放大器輸出級直接連接到揚聲器（在某些情況下通過電容器）。如果在輸出級使用雙極結型晶體管（BJT），它們通常以線性模式工作，集電極-發射極電壓較大。輸出級也可以用MOS晶體管實現，如圖1所示。

圖1.CMOS線性輸出級。

功率在所有線性輸出級中耗散，因為產生過程在外 不可避免地導致非零我DS 和在DS 在至少一個輸出晶體管中。功耗很大程度上取決于用于偏置輸出晶體管的方法。

A 類拓撲使用其中一個晶體管作為直流電流源，能夠提供揚聲器所需的最大音頻電流。A類輸出級可以達到良好的音質，但功耗過大，因為較大的直流偏置電流通常會流過輸出級晶體管（我們不需要它的地方），而不會輸送到揚聲器（我們確實想要它）。

B 類拓撲消除了直流偏置電流，功耗顯著降低。其輸出晶體管以推挽方式單獨控制，允許 MH 器件向揚聲器提供正電流，ML 吸收負電流。這降低了輸出級功耗，只有信號電流傳導通過晶體管。然而，當輸出電流通過零并且晶體管在開和關條件之間變化時，由于非線性行為（交越失真），B類電路的音質較差。

AB類是A類和B類的混合折衷方案，使用一些直流偏置電流，但遠低于純A類設計。小直流偏置電流足以防止交越失真，從而實現良好的音質。功耗雖然在A類和B類限制之間，但通常更接近B類。需要一些類似于B類電路的控制，以允許AB類電路提供或吸收大輸出電流。

遺憾的是，即使是設計良好的AB類放大器也具有顯著的功耗，因為其中檔輸出電壓通常遠離正電源軌或負電源軌。因此，漏源電壓降大，從而產生顯著的我DS ×在DS瞬時功耗。

由于采用了不同的拓撲結構（圖 2），D 類放大器的功耗遠低于上述任何一種。其輸出級在正電源和負電源之間切換，以產生一系列電壓脈沖。該波形對于功耗是良性的，因為輸出晶體管在不開關時電流為零，并且電流低在DS 當它們傳導電流時，因此給出更小我DS× VDS.

圖2.D類開環放大器框圖。

由于大多數音頻信號不是脈沖序列，因此必須包括調制器以將音頻輸入轉換為脈沖。脈沖的頻率成分包括所需的音頻信號和與調制過程相關的重要高頻能量。通常在輸出級和揚聲器之間插入低通濾波器，以最大程度地減少電磁干擾（EMI），并避免用過多的高頻能量驅動揚聲器。濾波器（圖3）需要無損（或幾乎無損），以保持開關輸出級的功耗優勢。濾波器通常使用電容器和電感器，唯一有意耗散的元件是揚聲器。

圖3.差分開關輸出級和LC低通濾波器。

圖4比較了理想的輸出級功耗（P迪斯） 表示 A 類和 B 類放大器，測量 AD1994 D 類放大器的功耗，與傳送到揚聲器的功率（P負荷），給定音頻正弦波信號。功率數字被歸一化為功率級別，P負荷。.max，此時正弦被削波到足以引起 10% 的總諧波失真 （THD）。垂直線表示P負荷剪輯從哪個開始。

圖4.A類、B類和D類輸出級的功耗。

對于很寬的負載范圍，特別是在高值和中等值下，功率耗散的顯著差異是可見的。削波開始時，D類輸出級的耗散比B類低約2.5倍，比A類低27倍。 請注意，A類輸出級消耗的功率多于輸送到揚聲器的功率，這是使用大直流偏置電流的結果。

輸出級功率效率 Eff 定義為

削波開始時，A 類放大器的 Eff = 25%，B 類放大器的 Eff = 78.5%，D 類放大器的 Eff = 90%（見圖 5）。A類和B類的最佳情況值是教科書中經常引用的值。

圖5.A 類、B 類和 D 類輸出級的功率效率。

在中等功率水平下，功耗和效率的差異會擴大。這對于音頻很重要，因為響亮音樂的長期平均值比瞬時峰值電平低得多（20 到 <> 倍，具體取決于音樂類型），后者接近P負荷。.max.因此，對于音頻放大器，[P負荷 = 0.1 ×P負荷。.max]是用于評估的合理平均功率水平P迪斯.在此水平上，D類輸出級耗散比B類小107倍，比A類小<>倍。

適用于 10W 音頻放大器P負荷。.max，平均值P負荷1 W 可以被認為是一個真實的聆聽水平。在這種情況下，D類輸出級內部耗散282 mW，而B類輸出級為2.53 W，A類輸出級為30.2 W。在這種情況下，D類效率從更高功率時的78%降低到90%。但即使是78%的效率也比B類和A類的效率要好得多，分別為28%和3%。

這些差異對系統設計具有重要影響。對于高于1 W的功率水平，線性輸出級的過度耗散需要采取大量的冷卻措施，以避免不可接受的加熱——通常使用大塊金屬板作為散熱器，或使用風扇將空氣吹過放大器。如果放大器作為集成電路實現，則可能需要笨重且昂貴的熱增強型封裝來促進傳熱。這些考慮因素在消費類產品中是繁重的，例如平板電視，其中空間非常寶貴，或者汽車音頻，其趨勢是將更多的通道數塞進固定空間。

對于低于 1 W 的功率水平，浪費功率可能比發熱更困難。如果由電池供電，線性輸出級將比D類設計更快地耗盡電池電量。在上面的例子中，D類輸出級的電源電流消耗比B類低2.8倍，比A類低23.6倍，導致手機、PDA和MP3播放器等產品中使用的電池的壽命有很大差異。

為簡單起見，到目前為止，分析僅集中在放大器輸出級上。然而，當考慮放大器系統中的所有功耗源時，線性放大器在低輸出功率水平下可以比D類放大器更有利。原因是在低電平下，產生和調制開關波形所需的功率可能很大。因此，設計良好的中低功率AB類放大器的全系統靜態耗散使其與D類放大器具有競爭力。不過，對于較高的輸出功率范圍，D類功耗無疑更勝一籌。

D類放大器術語，差分與單端版本

圖3顯示了D類放大器中輸出晶體管和LC濾波器的差分實現方案。該H橋具有兩個半橋開關電路，為濾波器提供極性相反的脈沖，濾波器由兩個電感器、兩個電容器和揚聲器組成。每個半橋包含兩個輸出晶體管——一個連接到正電源的高邊晶體管 （MH） 和一個連接到負電源的低邊晶體管 （ML）。這里的圖表顯示了高邊pMOS晶體管。高邊 nMOS 晶體管通常用于減小尺寸和電容，但需要特殊的柵極驅動技術來控制它們（延伸閱讀 1）。

全H橋電路通常采用單電源供電（VDD），接地用于負電源端子 （V黨衛軍).對于給定的 VDD和 V黨衛軍，電橋的差分特性意味著它可以提供兩倍的輸出信號和四倍的輸出功率。半橋電路可以由雙極性電源或單電源供電，但單電源版本施加了可能有害的直流偏置電壓VDD/2，在揚聲器兩端，除非添加了阻斷電容器。

半橋電路的電源電壓總線可以通過來自LC濾波器的大電感電流“泵浦”超過其標稱值。泵浦瞬態的dV/dt可以通過在V之間增加較大的去耦電容來限制DD和 V黨衛軍.全橋電路不會受到總線泵送的影響，因為流入其中一個半橋的電感電流從另一個半橋流出，從而形成一個對電源干擾最小的本地電流環路。

音頻 D 類放大器設計中的因素

較低的功耗為在音頻應用中使用D類提供了強烈的動力，但設計人員面臨著重要的挑戰。其中包括：

輸出晶體管尺寸的選擇

輸出級保護

音質

調制技術

電磁干擾

液相色譜濾波器設計

系統成本

輸出晶體管尺寸的選擇

選擇輸出晶體管尺寸以優化各種信號條件下的功耗。確保在DS進行大型時保持較小我DS 需要導通電阻（R上）的輸出晶體管要小（通常為0.1歐姆至0.2歐姆）。但這需要具有較大柵極電容（CG).開關電容的柵極驅動電路消耗功率—簡歷2f，其中C為電容，V為充電時的電壓變化，f為開關頻率。如果電容或頻率過高，這種“開關損耗”就會變得過大，因此存在實際上限。因此，晶體管尺寸的選擇是在最小化兩者之間進行權衡我DS ×在DS 導通期間的損耗與最小化開關損耗。在高輸出功率水平下，導電損耗將主導功耗和效率，而低輸出電平下的開關損耗則主要由功耗決定。功率晶體管制造商試圖盡量減少R上 ×CG 產品，以降低開關應用中的整體功耗，并在開關頻率選擇方面提供靈活性。

保護輸出級

必須保護輸出級免受許多潛在危險條件的影響：

過熱：D類的輸出級功耗雖然低于線性放大器，但如果放大器被迫長時間提供非常高的功率，仍會達到危及輸出晶體管的水平。為了防止危險的過熱，需要溫度監控控制電路。在簡單的保護方案中，當輸出級的溫度（由片上傳感器測量）超過熱關斷安全閾值時，輸出級被關斷，并保持關閉狀態，直到其冷卻下來。除了關于溫度是否超過關斷閾值的簡單二進制指示外，傳感器還可以提供額外的溫度信息。通過測量溫度，控制電路可以逐漸降低音量，降低功耗并將溫度保持在限制范圍內，而不是在熱關斷事件期間強制實現可察覺的靜音期。

輸出晶體管中的電流過大：如果輸出級和揚聲器端子正確連接，輸出晶體管的低導通電阻不是問題，但如果這些節點無意中相互短路，或者與正極或負極電源短路，則會產生巨大的電流。如果不加以控制，這種電流會損壞晶體管或周圍的電路。因此，需要電流檢測輸出晶體管保護電路。在簡單的保護方案中，如果輸出電流超過安全閾值，則輸出級關斷。在更復雜的方案中，電流傳感器輸出被反饋到放大器，力求將輸出電流限制在最大安全水平，同時允許放大器連續運行而不關斷。在這些方案中，如果嘗試的限制被證明無效，則可以強制關閉作為最后的手段。有效的限流器還可以在揚聲器諧振引起的瞬態電流較大的情況下保持放大器安全運行。

欠壓：大多數開關輸出級電路只有在正電源電壓足夠高的情況下才能正常工作。如果存在欠壓情況，即電源過低，則會產生問題。此問題通常由欠壓鎖定電路處理，該電路僅當電源電壓高于欠壓鎖定閾值時，才允許輸出級工作。

輸出晶體管導通時序：MH 和 ML 輸出級晶體管（圖 6）具有非常低的導通電阻。因此，避免MH和ML同時開啟的情況非常重要，因為這會從V創建低電阻路徑DD到 V黨衛軍通過晶體管和較大的直通電流。充其量，晶體管會發熱并浪費功率;在最壞的情況下，晶體管可能會損壞。晶體管的先開后合控制通過在打開一個晶體管之前強制兩個晶體管關閉來防止擊穿條件。兩個晶體管關閉的時間間隔稱為非重疊時間或死區時間。

圖6.輸出級晶體管的先開后合開關。

音質

要實現D類放大器的良好整體音質，必須解決幾個問題。

放大器打開或關閉時發生的咔嗒聲和爆裂聲可能非常煩人。然而，遺憾的是，除非在放大器靜音或未靜音時特別注意調制器狀態、輸出級時序和LC濾波器狀態，否則它們很容易引入D類放大器。

信噪比（SNR）：為避免放大器本底噪聲發出嘶嘶聲，便攜式應用的低功耗放大器的信噪比通常應超過90 dB，中等功率設計的信噪比應超過100 dB，高功率設計的信噪比通常應超過110 dB。這對于各種放大器方案都是可以實現的，但在放大器設計過程中必須跟蹤各個噪聲源，以確保獲得令人滿意的整體SNR。

失真機制：其中包括調制技術或調制器實現中的非線性，以及輸出級用于解決直通電流問題的死區時間。

有關音頻信號電平的信息通常以D類調制器輸出脈沖的寬度編碼。增加死區時間以防止輸出級直通電流會導致非線性時序誤差，從而在揚聲器上產生與時序誤差與理想脈沖寬度成比例的失真。避免擊穿的最短死區時間通常最適合最小化失真;有關優化開關輸出級失真性能的詳細設計方法，請參見延伸閱讀2。

其他失真來源包括：輸出脈沖中的上升和下降時間不匹配、輸出晶體管柵極驅動電路的時序特性不匹配以及LC低通濾波器組件的非線性。

電源抑制 （PSR）：在圖2電路中，電源噪聲幾乎直接耦合到揚聲器，抑制非常小。這是因為輸出級晶體管通過非常低的電阻將電源連接到低通濾波器。濾波器可抑制高頻噪聲，但設計用于傳遞所有音頻，包括噪聲。有關單端和差分開關輸出級電路中電源噪聲影響的良好描述，請參見進一步閱讀3。

如果既不解決失真也不解決電源問題，則很難實現優于10 dB的PSR或優于0.1%的總諧波失真（THD）。更糟糕的是，THD往往是聽起來很糟糕的高階類型。

幸運的是，這些問題有很好的解決方案。使用具有高環路增益的反饋（如許多線性放大器設計中所做的那樣）會有很大幫助。LC濾波器輸入端的反饋將大大提高PSR，并衰減所有非LC濾波器失真機制。LC濾波器非線性可以通過將揚聲器包含在反饋環路中來衰減。PSR > 60 dB、THD < 0.01% 的發燒友級音質可在精心設計的閉環 D 類放大器中實現。

然而，反饋使放大器設計復雜化，因為必須解決環路穩定性問題（這是高階設計的重要考慮因素）。此外，連續時間模擬反饋對于捕獲有關脈沖時序錯誤的重要信息是必要的，因此控制環路必須包括模擬電路來處理反饋信號。在集成電路放大器實現中，這會增加芯片成本。

為了最大限度地降低IC成本，一些供應商傾向于最小化或消除模擬電路內容。一些產品使用數字開環調制器和模數轉換器來檢測電源變化，并調整調制器的行為以進行補償，如延伸閱讀3中所述。這可以改善PSR，但不能解決任何失真問題。其他數字調制器試圖預補償預期的輸出級時序誤差，或校正調制器的非理想性。這至少可以部分解決一些失真機制，但不是全部。這些類型的開環D類放大器可以處理容忍相當寬松的音質要求的應用，但某種形式的反饋似乎是最佳音頻質量所必需的。

調制技術

D類調制器可以通過多種方式實現，并得到大量相關研究和知識產權的支持。本文將僅介紹基本概念。

所有D類調制技術都將有關音頻信號的信息編碼為脈沖流。通常，脈沖寬度與音頻信號的幅度相關聯，脈沖的頻譜包括所需的音頻信號加上不需要的（但不可避免的）高頻內容。所有方案中的總積分高頻功率大致相同，因為時域波形中的總功率相似，并且根據帕塞瓦爾定理，時域中的功率必須等于頻域中的功率。然而，能量的分布差異很大：在某些方案中，在低本底噪聲頂部有高能量音調，而在其他方案中，能量的形狀使得音調被消除，但本底噪聲更高。

最常見的調制技術是脈寬調制（PWM）。從概念上講，PWM將輸入音頻信號與以固定載波頻率運行的三角形或斜坡波形進行比較。這會在載波頻率處產生脈沖流。在載波的每個周期內，PWM脈沖的占空比與音頻信號的幅度成正比。在圖7的示例中，音頻輸入和三角波都以0 V為中心，因此對于0輸入，輸出脈沖的占空比為50%。對于大正輸入，它接近 100%，對于大負輸入，它接近 0%。如果音頻幅度超過三角波的幅度，則發生完全調制，脈沖序列停止切換，單個周期內的占空比為0%或100%。

圖7.PWM概念和示例。

PWM 之所以具有吸引力，是因為它允許在幾百千赫茲的 PWM 載波頻率下實現 100 dB 或更好的音頻頻段 SNR，其低到足以限制輸出級的開關損耗。此外，許多PWM調制器在接近100%調制時保持穩定，在概念上允許高輸出功率 - 直到過載點。然而，PWM有幾個問題：首先，PWM過程在許多實現中固有地增加了失真（延伸閱讀4）;接下來，PWM載波頻率的諧波在AM無線電頻段內產生EMI;最后，PWM脈沖寬度在接近完全調制時變得非常小。這在大多數開關輸出級柵極驅動器電路中造成了問題——由于驅動能力有限，它們無法以再現幾納秒寬的短脈沖所需的過快速度正確開關。因此，在基于PWM的放大器中，通常無法實現完全調制，從而將可實現的最大輸出功率限制在低于理論最大值的水平，理論最大值僅考慮電源電壓、晶體管導通電阻和揚聲器阻抗。

PWM的替代方案是脈沖密度調制（PDM），其中給定時間窗口內的脈沖數與輸入音頻信號的平均值成正比。單個脈沖寬度不能像PWM那樣任意，而是被“量化”為調制器時鐘周期的倍數。1位Σ-Δ調制是PDM的一種形式。

Σ-Δ 中的大部分高頻能量分布在很寬的頻率范圍內，不像 PWM 那樣集中在載波頻率倍數的音調中，從而為Σ-Δ 調制提供了優于 PWM 的潛在 EMI 優勢。在PDM采樣時鐘頻率的圖像中仍然存在能量;但是，對于3 MHz至6 MHz的典型時鐘頻率，鏡像在音頻頻段之外，并且被LC低通濾波器強烈衰減。

Σ-Δ的另一個優點是最小脈沖寬度為一個采樣時鐘周期，即使對于接近完全調制的信號條件也是如此。這簡化了柵極驅動器設計，并允許在理論上全功率下安全運行。盡管如此，1位Σ-Δ調制并不常用于D類放大器（延伸閱讀4），因為傳統的1位調制器只能穩定到50%調制。此外，至少需要64×過采樣才能實現足夠的音頻頻段SNR，因此典型輸出數據速率至少為1 MHz，電源效率有限。

最近，已經開發了自振蕩放大器，例如進一步閱讀5中的放大器。這種類型的放大器始終包括一個反饋環路，環路的特性決定了調制器的開關頻率，而不是外部提供的時鐘。高頻能量通常比PWM更均勻地分布。由于反饋，可以實現出色的音頻質量，但環路是自振蕩的，因此很難與任何其他開關電路同步，或者在不先將數字轉換為模擬的情況下連接到數字音頻源。

全橋電路（圖 3）可以使用“3 態”調制來降低差分 EMI。在傳統的差分操作中，半橋A的輸出極性必須與半橋B的輸出極性相反。僅存在兩種差分工作狀態：輸出 A 高電平，輸出 B 低電平;和 A 低，B 高。然而，存在兩種額外的共模狀態，其中兩個半橋輸出的極性相同（高電平或低電平）。這些共模狀態之一可與差分狀態結合使用，以產生3態調制，其中LC濾波器的差分輸入可以是正、0或負。0 狀態可用于表示低功率電平，而不是像 2 態方案中那樣在正負狀態之間切換。在0狀態期間，LC濾波器中發生的差分活動非常小，從而降低了差分EMI，但實際上增加了共模EMI。差分優勢僅適用于低功率水平，因為正負狀態仍必須用于向揚聲器提供大量功率。3態調制方案中不同的共模電壓電平給閉環放大器帶來了設計挑戰。

馴服電磁干擾

D類放大器輸出的高頻成分值得認真考慮。如果理解和管理不當，這些組件會產生大量EMI并中斷其他設備的運行。

關注兩種類型的EMI：輻射到空間的信號和通過揚聲器和電源線傳導的信號。D類調制方案確定傳導和輻射EMI分量的基線頻譜。但是，可以使用一些板級設計技術來降低D類放大器發出的EMI，盡管其基準頻譜。

一個有用的原理是最小化承載高頻電流的環路面積，因為相關EMI的強度與環路面積以及環路與其他電路的接近程度有關。例如，整個LC濾波器（包括揚聲器接線）的布局應盡可能緊湊，并靠近放大器。電流驅動和返回路徑的走線應保持在一起，以盡量減少環路面積（使用雙絞線作為揚聲器線很有幫助）。另一個需要關注的地方是切換輸出級晶體管的柵極電容時發生的大電荷瞬變。通常，該電荷來自儲能電容，形成包含兩種電容的電流環路。通過最小化環路面積，可以減小該環路中瞬態的EMI影響，這意味著將儲能電容盡可能靠近其充電的晶體管。

有時，將RF扼流圈與放大器的電源串聯是有幫助的。如果放置得當，它們可以將高頻瞬態電流限制在放大器附近的本地環路，而不是沿著電源線長距離傳導。

如果柵極驅動非重疊時間很長，來自揚聲器或LC濾波器的電感電流可能會正向偏置輸出級晶體管端子上的寄生二極管。當非重疊時間結束時，二極管上的偏置從正向變為反向。在二極管完全關斷之前，較大的反向恢復電流尖峰可能會流動，從而產生麻煩的EMI源。這個問題可以通過保持非常短的非重疊時間來最小化（也建議盡量減少音頻失真）。如果反向恢復行為仍然不可接受，肖特基二極管可以與晶體管的寄生二極管并聯，以轉移電流并防止寄生二極管導通。這很有幫助，因為肖特基二極管的金屬半導體結本質上不受反向恢復效應的影響。

帶有環形電感磁芯的LC濾波器可以最大限度地減少放大器電流產生的雜散場線。來自更便宜的鼓芯的輻射可以通過屏蔽來減少，這是成本和EMI性能之間的良好折衷 - 如果注意確保屏蔽不會不可接受的降低揚聲器的電感線性度和音質。

液相色譜濾波器設計

為了節省成本和電路板空間，大多數用于D類放大器的LC濾波器都是二階低通設計。圖3顯示了二階LC濾波器的差分版本。揚聲器用于抑制電路的固有共振。雖然揚聲器阻抗有時近似為簡單的電阻，但實際阻抗更復雜，可能包括重要的無功分量。為了在濾波器設計中獲得最佳效果，應始終尋求使用準確的揚聲器型號。

常見的濾波器設計選擇是瞄準最低帶寬，從而將目標最高音頻頻率下的濾波器響應下降降至最低。典型濾波器具有40 kHz巴特沃茲響應（以實現最大平坦通帶），如果高達1 kHz的頻率需要小于20 dB的下降。表中的標稱分量值給出了常見揚聲器阻抗以及標準 L 和 C 值的近似巴特沃茲響應：

電感 L （μH）	電容 C （μF）	揚聲器 電阻（歐姆）	帶寬 –3 dB （千赫赫）
10	1.2	4	50
15	1	6	41
22	0.68	8	41

如果設計不包括來自揚聲器的反饋，揚聲器的THD將對LC濾波器元件的線性度敏感。

電感器設計因素： 設計或選擇電感器的重要因素包括磁芯的額定電流和形狀以及繞組電阻。

額定電流：所選內核的額定電流應高于最高預期放大器電流。原因是，如果電流超過額定電流閾值且磁通密度過高，許多電感磁芯將磁飽和，從而導致不必要的電感急劇降低。

電感是通過在磁芯上纏繞一根導線而形成的。如果匝數很多，則與總導線長度相關的電阻很大。由于該電阻在半橋和揚聲器之間串聯，因此一些輸出功率將在其中耗散。如果電阻太高，請使用較粗的導線或將磁芯更換為需要較少導線匝數以提供所需電感的其他材料。

最后，不應忘記，如上所述，所使用的電感器形式會影響EMI。

系統成本

影響使用 D 類放大器的音頻系統總成本的重要因素是什么？我們如何才能最大限度地降低成本？

D類放大器的有源元件是開關輸出級和調制器。該電路的構建成本與模擬線性放大器大致相同。真正的權衡發生在考慮系統的其他組件時。

D類的較低耗散節省了散熱器或風扇等冷卻設備的成本（和空間）。D類集成電路放大器可能能夠使用比線性放大器更小、更便宜的封裝。當從數字音頻源驅動時，模擬線性放大器需要D/A轉換器（DAC）將音頻轉換為模擬形式。模擬輸入D類放大器也是如此，但數字輸入類型有效地集成了DAC功能。

另一方面，D類的主要成本缺點是LC濾波器。元件（尤其是電感器）占用電路板空間并增加費用。在大功率放大器中，整體系統成本仍然具有競爭力，因為LC濾波器成本被冷卻設備的大量節省所抵消。但在成本敏感的低功耗應用中，電感器費用變得繁重。在極端情況下，例如便宜的手機放大器，放大器IC可能比LC濾波器的總成本便宜。此外，即使忽略貨幣成本，LC濾波器占用的電路板空間在小尺寸應用中也可能是一個問題。

為了解決這些問題，有時完全取消了LC濾波器，以創建一個無濾波器放大器。這樣可以節省成本和空間，但失去了低通濾波的優勢。如果沒有濾波器，EMI和高頻功耗可能會增加得令人無法接受——除非揚聲器是電感性的，并且非常靠近放大器，否則電流環路面積最小，功率水平保持較低水平。雖然在手機等便攜式應用中通常可行，但對于家庭立體聲音響等更高功率的系統是不可行的。

另一種方法是盡量減少每個音頻通道所需的LC濾波器組件數量。這可以通過使用單端半橋輸出級來實現，該級需要的L和C數量僅為差分全橋電路所需數量的一半。但是，如果半橋需要雙極性電源，則與產生負電源相關的費用可能令人望而卻步，除非負電源已經用于其他目的，或者放大器有足夠的音頻通道來攤銷負電源的成本。或者，半橋可以由單電源供電，但這會降低輸出功率，并且通常需要一個大的隔直電容。

ADI公司的D類放大器

剛才討論的所有設計挑戰加起來可能是一個相當苛刻的項目。為了節省設計人員的時間，ADI公司提供各種D類放大器集成電路，包括可編程增益放大器、調制器和功率輸出級。為了簡化評估，每種放大器類型都提供演示板以簡化評估。這些電路板的PCB布局和物料清單可作為可行的參考設計，幫助客戶快速設計工作、經濟高效的音頻系統，而無需“重新發明輪子”來解決主要的D類放大器設計挑戰。

例如，考慮AD1990、AD1992和AD1994，AD5系列雙功放IC，面向需要兩個通道的中等功率立體聲或單聲道應用，每通道輸出功率分別高達10、25和<> W。 以下是這些IC的一些特性：

AD1994 D類音頻功率放大器集成了兩個可編程增益放大器、兩個Σ-Δ調制器和兩個功率輸出級，可驅動家庭影院、汽車和PC音頻應用中的全H橋連接負載。它生成的開關波形可以驅動立體聲揚聲器，每個揚聲器高達25 W，或單個揚聲器驅動50 W單聲道，效率為90%。其單端輸入施加于可編程增益放大器（PGA），增益可設置為0、6、12和18 dB，以處理低電平信號。

該器件具有針對過熱、過流和擊穿電流等輸出級危險的集成保護。由于采用了特殊的定時控制、軟啟動和直流偏移校準，與靜音相關的咔嗒聲和爆裂聲極少。規格包括 0.001% THD、105dB 動態范圍和 >60 dB PSR，使用來自開關輸出級的連續時間模擬反饋和優化的輸出級柵極驅動。其 1 位 Σ-Δ 調制器特別針對 D 類應用進行了增強，可實現 500 kHz 的平均數據頻率、高達 90% 調制的高環路增益和全調制的穩定性。獨立調制器模式允許其驅動外部 FET 以獲得更高的輸出功率。

PGA、調制器和數字邏輯采用5 V電源，開關輸出級采用8 V至20 V高壓電源。相關參考設計符合 FCC B 類 EMI 要求。采用6 V和5 V電源驅動12 Ω負載時，AD1994靜態功耗為487 mW，710 × 2 W輸出電平功耗為1 mW，省電模式下功耗為0.27 mW。采用 64 引腳 LFCSP 封裝，額定溫度范圍為 –40°C 至 +85°C

審核編輯：郭婷