我想出了另一個能夠提供15瓦輸出功率的放大器電路。我使用我最喜歡的Pentode構建了它，就像我以前的電路一樣。這是一個有幾個子電路的大項目，所以我將分別瀏覽每個子電路

放大電路：

首先，讓我們來看看放大器電路本身。這次我決定采用完全不同的拓撲結構，適合Hi-Fi。第一級是具有局部負反饋的Pentode電壓放大器，可將增益降低到約3-4倍。您可以選擇如何在兩個負反饋之間分配增益。第二級是分相器，與典型的陰極分相器相比具有一些優點。

使用恒流源代替尾部電阻可實現兩個輸出之間的絕對對稱性。對于高保真音響，功率管的對稱驅動至關重要。另一個明顯的優勢是均衡和相等的輸出阻抗。只要你不劇烈地過驅動功率管，輸出阻抗就會處于完美的平衡狀態。這種類型的分相器還有一個優點。與電壓增益略小于單位的陰極不同，該分相器的增益約為25。因此，如果功率管需要10V，而信號源只有200mV，則可以將第一級設置為增益為2（這將使其非常線性）。隨著分相器的增益，功率管將被相應地驅動。

全球反饋：

我建議在第一階段使用增益

3。這將迫使全局反饋對信號產生深遠的影響。無論如何，功率放大器在最大功率分配超線性模式下工作。這意味著變壓器在初級的20%處抽頭，并通過一個小電阻饋送到屏蔽網格。這將導致功率級失真僅為15.1%的情況下產生1W的功率。結合全局和本地反饋，在2W時，整體失真不會超過15%。

即便如此，失真大多是二階的，所以它應該使聲音變甜。對于超線性操作，必須對電源進行極好的過濾。此外，在低頻攻擊下它不應該下垂很多。解決方案是使用Pi濾波器（C-L-C），具有足夠大的電容，可以在攻擊期間滿足電流需求。這對于功率級來說已經足夠了。前置放大器和分相器需要更穩定的電源，因此增加了一個額外的RC-RC網絡來補償噪聲和電源的瞬時驟降。

將放大器吞沒在從輸出到輸入的全局負反饋中將使頻率響應變平。這將最大限度地減少揚聲器的無功分量，影響放大器并進一步降低整體失真。

電源控制電路：

該放大器電路的第二部分圍繞最大限度地延長電子管的使用壽命。它還采用了一種機制，通過該機制，放大器的空閑狀態超過 6

分鐘，這將導致一種睡眠模式。當放大器首次打開時，加熱器電壓將為3.3V，其中這些電子管的典型電壓為6.3V。這將最大限度地減少冷啟動時的浪涌電流。它還將使管子保持就緒狀態，通過燈絲的電流剛好足夠，以使它們部分打開。此時不應用高壓電源。

由于陰極中毒，在降低加熱器電壓的情況下使用高壓電源會極快地磨損管子。檢測到輸入信號后，比較器U2開始在輸出端產生方波信號，該信號通過包絡檢波器。電容器C3開始充電，達到11V的最大電壓。當電容充電超過2V時，比較器U3使能并強制Q4晶體管切換繼電器，將加熱器電壓從3.3V增加到6.3V。到目前為止，放大器還沒有提供高電壓。

U3的輸出上升到12V，通過R13禁用晶體管Q2。這允許電容器C1充電，充電至4.7V后，比較器U1使能Q3，使繼電器能夠切換電子管的高壓電源。在電子管接收到由R16/C6控制的全3.4V燈絲電壓后，高壓電源有1s的延遲。

加熱器/HT

電壓的這種循環延長了管子的使用壽命，并在沒有信號的情況下降低了功耗。當輸入信號被禁用時，比較器U2不再對電容C3充電，并開始通過電阻R11放電。6分鐘后，電壓降至2V門限以下，比較器U3的輸出禁用繼電器驅動晶體管，加熱器電壓再次降至3.3V（待機）。此操作還使能晶體管Q2，使電容C1放電并禁用高壓電源。

放大器進入待機模式，控制電路的靜態電流小于20mA，加熱器的靜態電流約為1A。當您施加輸入信號時，整個過程再次開始，放大器很快（15-16s）恢復活力。您可以通過減小

C1 的值來更改高壓電源的導通時間。但是低于 22uf 是不可取的，因為它會導致 3.6 秒的延遲。

從6.3V交流加熱器電源中獲取控制電路的電源電壓。倍壓器在大約 17-18V 時整流和加倍電壓。然后，LM7812 降壓并將控制電路所需的電壓調節為

12V。電位計R15補償倍壓器產生的不平衡。或者，您可以為控制電路的電源電壓使用單獨的繞組。這是最可取的方法。