我想出了另一個能夠提供15瓦輸出功率的放大器電路。我使用我最喜歡的Pentode構(gòu)建了它，就像我以前的電路一樣。這是一個有幾個子電路的大項目，所以我將分別瀏覽每個子電路

放大電路：

首先，讓我們來看看放大器電路本身。這次我決定采用完全不同的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，適合Hi-Fi。第一級是具有局部負(fù)反饋的Pentode電壓放大器，可將增益降低到約3-4倍。您可以選擇如何在兩個負(fù)反饋之間分配增益。第二級是分相器，與典型的陰極分相器相比具有一些優(yōu)點。

使用恒流源代替尾部電阻可實現(xiàn)兩個輸出之間的絕對對稱性。對于高保真音響，功率管的對稱驅(qū)動至關(guān)重要。另一個明顯的優(yōu)勢是均衡和相等的輸出阻抗。只要你不劇烈地過驅(qū)動功率管，輸出阻抗就會處于完美的平衡狀態(tài)。這種類型的分相器還有一個優(yōu)點。與電壓增益略小于單位的陰極不同，該分相器的增益約為25。因此，如果功率管需要10V，而信號源只有200mV，則可以將第一級設(shè)置為增益為2（這將使其非常線性）。隨著分相器的增益，功率管將被相應(yīng)地驅(qū)動。

全球反饋：

我建議在第一階段使用增益

3。這將迫使全局反饋對信號產(chǎn)生深遠(yuǎn)的影響。無論如何，功率放大器在最大功率分配超線性模式下工作。這意味著變壓器在初級的20%處抽頭，并通過一個小電阻饋送到屏蔽網(wǎng)格。這將導(dǎo)致功率級失真僅為15.1%的情況下產(chǎn)生1W的功率。結(jié)合全局和本地反饋，在2W時，整體失真不會超過15%。

即便如此，失真大多是二階的，所以它應(yīng)該使聲音變甜。對于超線性操作，必須對電源進(jìn)行極好的過濾。此外，在低頻攻擊下它不應(yīng)該下垂很多。解決方案是使用Pi濾波器（C-L-C），具有足夠大的電容，可以在攻擊期間滿足電流需求。這對于功率級來說已經(jīng)足夠了。前置放大器和分相器需要更穩(wěn)定的電源，因此增加了一個額外的RC-RC網(wǎng)絡(luò)來補(bǔ)償噪聲和電源的瞬時驟降。

將放大器吞沒在從輸出到輸入的全局負(fù)反饋中將使頻率響應(yīng)變平。這將最大限度地減少揚(yáng)聲器的無功分量，影響放大器并進(jìn)一步降低整體失真。

電源控制電路：

該放大器電路的第二部分圍繞最大限度地延長電子管的使用壽命。它還采用了一種機(jī)制，通過該機(jī)制，放大器的空閑狀態(tài)超過 6

分鐘，這將導(dǎo)致一種睡眠模式。當(dāng)放大器首次打開時，加熱器電壓將為3.3V，其中這些電子管的典型電壓為6.3V。這將最大限度地減少冷啟動時的浪涌電流。它還將使管子保持就緒狀態(tài)，通過燈絲的電流剛好足夠，以使它們部分打開。此時不應(yīng)用高壓電源。

由于陰極中毒，在降低加熱器電壓的情況下使用高壓電源會極快地磨損管子。檢測到輸入信號后，比較器U2開始在輸出端產(chǎn)生方波信號，該信號通過包絡(luò)檢波器。電容器C3開始充電，達(dá)到11V的最大電壓。當(dāng)電容充電超過2V時，比較器U3使能并強(qiáng)制Q4晶體管切換繼電器，將加熱器電壓從3.3V增加到6.3V。到目前為止，放大器還沒有提供高電壓。

U3的輸出上升到12V，通過R13禁用晶體管Q2。這允許電容器C1充電，充電至4.7V后，比較器U1使能Q3，使繼電器能夠切換電子管的高壓電源。在電子管接收到由R16/C6控制的全3.4V燈絲電壓后，高壓電源有1s的延遲。

加熱器/HT

電壓的這種循環(huán)延長了管子的使用壽命，并在沒有信號的情況下降低了功耗。當(dāng)輸入信號被禁用時，比較器U2不再對電容C3充電，并開始通過電阻R11放電。6分鐘后，電壓降至2V門限以下，比較器U3的輸出禁用繼電器驅(qū)動晶體管，加熱器電壓再次降至3.3V（待機(jī)）。此操作還使能晶體管Q2，使電容C1放電并禁用高壓電源。

放大器進(jìn)入待機(jī)模式，控制電路的靜態(tài)電流小于20mA，加熱器的靜態(tài)電流約為1A。當(dāng)您施加輸入信號時，整個過程再次開始，放大器很快（15-16s）恢復(fù)活力。您可以通過減小

C1 的值來更改高壓電源的導(dǎo)通時間。但是低于 22uf 是不可取的，因為它會導(dǎo)致 3.6 秒的延遲。

從6.3V交流加熱器電源中獲取控制電路的電源電壓。倍壓器在大約 17-18V 時整流和加倍電壓。然后，LM7812 降壓并將控制電路所需的電壓調(diào)節(jié)為

12V。電位計R15補(bǔ)償倍壓器產(chǎn)生的不平衡。或者，您可以為控制電路的電源電壓使用單獨的繞組。這是最可取的方法。