SiC MOSFET短路時間相比IGBT短很多，英飛凌CoolSiC MOSFET單管保證3us的短路時間，Easy模塊保證2us的短路時間，因此要求驅動電路和的短路響應迅速而精確。今天，我們來具體看一下這個短而精的程度。

圖1是傳統典型的驅動芯片退飽和檢測原理，芯片內置一個恒流源。功率開關器件在門極電壓一定時，發生短路后，電流不斷增加，導致器件VCE電壓迅速提升至母線電壓，高壓二極管被阻斷，恒流源電流向電容CDESAT充電，當上電容CDESAT的電壓被恒流源充至大于比較器參考電壓后，觸發驅動器關閉輸出。這樣在每一次IGBT開通的初始瞬間，即使VCE還沒有來得及下降進入飽和狀態，電容CDESAT上的電壓也不會突變。恒流源將電容CDESAT充電至比較器參考電壓需要一段時間，這段時間我們叫它消隱時間，它直接影響了短路保護的時間。消隱時間可由下式進行計算：

UC_DESAT的大小是驅動芯片設計的參考電壓決定的，把它當常數對待。從以上公式可以看出，恒流源的電流I越大，充電時間越短，對短路的響應越快。雖然理論上減小電容也是可以實現減少充電時間的，但是由于集成在驅動芯片內的恒流源電流本身就很小，也就幾百個μA，而短路的保護通常只有幾個μs，所以這個電容也就只能幾百個pF。事實上電路板布線的寄生電容可能也有幾十pF，而且減小電容易受干擾導致短路誤報。下面我們來具體計算一下。

圖1

之前已經給出了短路時間的理論公式，但在實際應用時，無論是恒流源電流值、電容值還是參考電壓值都會有波動，比如溫度變化就能引起數值偏差。表1是英飛凌產品1ED020I12-F2的偏差值，把所有的這些偏差疊加一起得到如下Δt的短路時間偏差值：

表1

加上芯片里有些系統濾波時間和響應時間，如短路時序圖2中TDESATleb和TDESATOUT。具體數值可以在驅動芯片的規格書里找到，我們就得到了相對考慮全面的短路保護時間TSCOUT。以1ED020I12-F2為例，TDESATleb和TDESATOUT分別是400ns和350ns。

圖2

因為要適配碳化硅器件的額短路保護，追求快的短路保護時間，所以選用56pF作為CDESAT電容，且假設容值的偏差是10%，即+/-5.6pF。

那么TSC=9/500μ*56p=1.008μs,

?????=9/500μ*5.6p+56p/500μ*0.7+ 56p*9/(500μ)2*50μ=0.28μs，

TDESATleb=400ns，TDESATOUT=350ns

則，TSCOUT=1.008+0.28+0.4+0.35=2.03us

通過以上計算可以看到，使用傳統的退飽和短路檢測，2us的短路響應時間就是一個非常極限的值了。根據經驗，電路板的布線電容可能都會由50pF呢，所以才選56pF來計算而沒有用更小值。

接下來再來看一下英飛凌的新產品1ED34XX在短路檢測時間上有怎樣的不同之處。這款產品還是退飽和短路檢測的思路，但是可以不需要使用消隱電容了，如圖3。它的短路保護時序由圖4展示。其中最初的消隱時間TDESATleb是可以通過外圍電阻配置，得到固定且精準的400ns、650ns或者1150ns，偏差在10%以內。然后就正常開通電壓，如果發生短路情況，VCE迅速上升到達閾值，繼而進入一個濾波時間TDESATfilter，它的值也可以通過外圍電阻配置的，可以得到分布在225ns~3975ns區間里的9個時間之一，偏差也在10%以內。

圖3

圖4

這樣1ED34XX總的短路時間為：

其中333ns是芯片感知短路到芯片輸出關斷信號的系統延時。雖然該芯片也是可以外加電容來增加短路保護時間的，上面式子里的TSC就是電容帶來的時間，過程在之前1ED020I12-F2的短路說明里介紹過了。不過為了滿足碳化硅MOS的短路保護時間，我們選擇使用最小時間配置，也就是不使用外置電容，另外也把規格書里的偏差時間（表2）考慮上。可以得出：

表2

TSCOUT=0.4+0.225+333=0.958us

（不考慮偏差）

TSCOUT=(0.4+0.044)+(0.225+0.038+0.333+0.049)=1.089us

（考慮最大偏差）

哇！才1us的短路保護響應時間呢，即使考慮后面再給個1us的軟關斷時間，依然可以在2us內實現短路保護，如此精準快速，為您的碳化硅MOS保駕護航！不愧是新一代的驅動神器啊！除了這款用電阻配置的1ED34XX系列驅動產品，英飛凌另外還有帶I2C口的數字控制型驅動芯片1ED38XX，擁有更多變的短路模式，不僅能實現短路保護還能進行過流監測。