同步整流器可以提高開關電源效率，特別是在低壓低功耗應用中。本文將同步整流器與肖特基二極管類型進行比較，并說明了一些在其應用中有用的電路技巧。

為了取得成功，下一代便攜式產品，如個人通信器和數字助理，必須在電池充電之間提供至少12小時的運行時間。實現這一 12 小時目標的大部分進展必須來自射頻、計算機和電池技術，因為電源性能已接近極限。典型的轉換效率已經超過95%。盡管如此，電源必須擠壓電池的全部價值。同步整流器是同步整流器，尤其是在未來微處理器和存儲芯片需要的低輸出電壓下。

同步整流器是一種電子開關，通過在開關模式穩壓器中的二極管整流器上放置一條低電阻導通路徑來提高功率轉換效率。MOSFET通常用于此目的，但雙極晶體管和其他半導體開關也適用。

開關模式整流器兩端的正向壓降與輸出電壓串聯，因此整流器的損耗幾乎完全決定效率。隨著電源電壓逐漸下降，整流器的設計需要更多關注，因為器件的正向壓降占輸出電壓的比例越來越大。隨著每個主要μP制造商將連續的制造工藝上線，向新電壓水平的競賽正在急劇進行。目前，即將發布的μP傳言表明VCC為1.1V。

如果您認為低壓電源還有很長的路要走，請考慮聯合電子設備工程委員會 （JEDEC） 已經起草了 2.5V 低壓電源的接口標準。除此之外，還需要一個用于端接高速數據總線的1.5V電源的標準，例如66MHz Gunning收發器邏輯總線。施樂公司的Bill Gunning發明的總線由144個或更多的漏極開路晶體管驅動器組成，每個驅動器都有一個50w的電阻上拉到1.5V電源。其他低壓數據總線包括Rambus，Futurebus，HSTL和CTT。因此，低壓電源總線可能很快就會出現。

即使在3.3V電壓下，整流器損耗也很大。對于具有3.3V輸出和12V電池輸入的降壓穩壓器，除其他損耗機制外，肖特基二極管的0.4V正向電壓的典型效率損失約為12%。在較低的輸入電壓下，損耗并不那么糟糕，因為整流器的占空比較低，因此導通時間較短。然而，肖特基整流器的正向下降通常是主要的損耗機制。

圖1顯示了使用同步整流器的效率增益。對于7.2V的輸入電壓和3.3V的輸出，同步整流器將肖特基二極管整流器的效率提高了約4%。圖1還顯示，隨著輸出電壓的降低，同步整流器的效率增益更大。

圖1.基于高性能降壓開關模式穩壓器并由標準7.2V筆記本電腦電池供電的數據顯示，同步整流器在5V時對效率影響不大，但在3.3V及以下時有顯著改善。

二極管與同步整流器

在沒有并聯同步整流器的情況下，開關穩壓器中整流二極管兩端的壓降（圖2a）會導致效率損失，隨著輸出電壓的下降，效率損失會加劇。圖2a中的肖特基二極管的簡單降壓轉換器在電感放電時箝位開關節點，即電感的擺動端。

在圖2b的同步整流器版本中，一個大的N溝道MOSFET開關取代了二極管，并形成半橋配置，將開關節點箝位至?0.1V或更低。圖2a中的二極管將該節點箝位至?0.35V。直觀地說，這兩種整流器的損耗都會隨著輸出電壓的降低而增加。在 VIN2VOUT 時，整流器壓降與負載電壓串聯，約為開關周期的一半。隨著輸出電壓的下降，整流器中損失的功率成為負載功率的更大比例。

使用二極管或MOSFET整流器之間的基本權衡是驅動MOSFET柵極所需的功率是否抵消了減小正向壓降所獲得的效率。同步整流器的效率增益在很大程度上取決于負載電流、電池電壓、輸出電壓、開關頻率和其他應用參數（參見圖2中的表格）。更高的電池電壓和更輕的負載電流增強了同步整流器的價值。主開關的占空比等于 1-D，其中 D 等于 ton/（ton + toff），隨著電池電壓的增加而增加。此外，正向壓降隨著負載電流的增加而減小。

圖2.同步整流器只需用低R代替（a）中的肖特基二極管DS（ON）場效應管 （b）.這種低電阻導通路徑將 5V 至 3.3V 3A 轉換器的效率提高至 3% 至 4% 左右。

柵極驅動信號是計算同步整流器效率增益的關鍵因素。例如，您可以通過使用 5V 柵極驅動（如邏輯電平 MOSFET）而不是輸入（電池）電壓來降低柵極損耗。您只需從由電池供電的 5V 線性穩壓器為柵極驅動供電即可。更好的是，您可以從穩壓器的輸出電壓自舉柵極驅動器的電源軌。（這種方法以旁路開關的形式增加了初始上電的復雜性。此外，還必須權衡與降低柵極電壓相關的較低損耗與較高的R。DS（ON）由增強程度較低的 MOSFET 引起。

在比較二極管和同步整流器時，請注意，同步整流器MOSFET并不總是取代通常的肖特基二極管。為防止高端和低端MOSFET的開關重疊可能導致破壞性的交叉傳導電流，大多數開關穩壓器都包含死區時間延遲。同步整流器 MOSFET 包含一個積分寄生體二極管，可用作箝位，并在此死區時間內捕獲負電感電壓擺幅。然而，該體二極管損耗大，關斷緩慢，并可能導致1%至2%的效率下降。

因此，有意從電源中擠出最后一個百分點效率的設計人員將肖特基二極管與同步整流器MOSFET并聯。該二極管僅在死區時間內導通。與硅體二極管并聯的肖特基二極管在較低電壓下導通，確保體二極管永不導通。通常，以這種方式使用的肖特基二極管可能比簡單降壓電路所需的類型更小、更便宜，因為平均二極管電流較低。（肖特基二極管的峰值電流額定值通常遠大于其直流電流額定值。需要注意的是，在高開關頻率下，死區時間的傳導損耗可能會變得很大。例如，在死區時間為300ns的100kHz轉換器中，額外功耗等于I負荷× V前輪驅動對于6.2V、5W電源，×td × f = 1 mW（其中f是開關頻率，td是死區時間），這意味著效率損失約為0.5%。

輕負載效率是計算機長時間處于幾乎休眠掛起模式的移動應用程序的關鍵參數。對于便攜式設備中常用的降壓型開關模式穩壓器，同步整流器的控制電路對輕載效率和噪聲性能有很大影響。輕載或空載條件下的關鍵問題是MOSFET關斷信號的時序。

當負載電流較輕時，電感電流放電至零，變為不連續或反轉方向。在處理此問題時，您至少有三種選擇。您可以繼續保持同步開關打開，直到下一個周期開始，允許電感反轉。您可以在輕負載時完全禁用同步整流器。或者，您可以檢測電感電流的過零點，并逐周期關閉同步整流器。每種方法都涉及不同領域的權衡。

過去，設計人員廣泛使用的選項是保持電感開關導通，直到下一個周期開始（圖 3a），這需要使用互補波形驅動 MOSFET 柵極。這種方法產生的噪聲較低，并允許采用簡單的控制方案：柵極驅動信號只是高邊開關驅動信號的反相、相反相位版本。噪聲較低有兩個原因，這兩個原因都與連續電感電流有關。首先，沒有脈沖跳躍可確保恒定的開關頻率，無論負載如何。恒定的基波開關頻率可確保諧波頻率下的輸出紋波和EMI不會對音頻或無線電系統的IF頻段造成嚴重破壞。其次，這種方法消除了由電感和開關節點上的雜散電容組成的諧振電路可能引入振鈴的死區時間。

讓電感電流反轉的缺點是同步整流器從輸出端拉電流。該電路在下一個半周期內替換這些損失的輸出能量。然而，在周期開始時，當高端開關導通時，電路將早期電流反轉期間存儲的電感能量傳輸到輸入旁路電容。

這個動作類似于永動機，其中能量在輸入和輸出電容器之間穿梭。不幸的是，摩擦破壞了所有永動機方案。在這種情況下，摩擦包括開關和I2R損耗。當能量來回穿梭時，電路會消耗所有微小寄生電阻和開關效率低下的功率。因此，需要額外的能量來維持穿梭動作。最明顯的后果是5.2V、5W電路的空載電源電流（典型值為1mA）。

第二種選擇是在輕負載時完全關閉同步整流器，提供簡單性和低靜態電源電流。通常將此方法與脈沖跳躍操作結合使用，該操作由輕負載脈沖頻率調制 （PFM） 控制方案控制。每當電路進入輕負載脈沖跳躍模式時，電路就會禁用同步整流器，讓隨附的并聯肖特基二極管完成所有工作。禁用同步整流器可防止電感電流反轉，并且不會出現來回穿梭能量的問題。

最后一個選項是檢測電感電流的過零并快速鎖存同步整流器，逐周期關閉同步整流器（圖 3b）。這種方法提供了最高的輕負載效率，因為同步整流器在不允許電感電流反轉的情況下完成其工作。但是，為了有效，開關穩壓器IC的電流檢測放大器用于監控電感電流，必須將高速與低功耗相結合。

圖3.允許電感電流反轉可提供低噪聲特性，這對于具有RF數據鏈路的無線計算機很重要，但會降低輕負載效率（a）。在輕負載時關閉同步開關會產生類似于二極管整流器（b）的振鈴波形。

圖4.如果使用互補柵極驅動方法，并且輸出負載較輕，則電感電流在同步整流器的導通時間內反轉，下一個半周期開始，電流反向流過高端MOSFET（MOSFET是雙向的）。在開關死區時間內，電流流過寄生二極管。

邏輯控制輸入可以將同步整流器操作從互補驅動選項轉換為零點關閉選項（圖 5）。當低電平時，*SKIP*允許正常工作：該電路對重負載采用脈寬調制（PWM），對于輕負載，電路自動切換到低靜態電流脈沖跳躍模式。當高電平時，無論負載如何，*SKIP* 都會強制 IC 進入低噪聲固定頻率 PWM 模式。此外，對*SKIP*施加高電平會禁用IC的過零檢測器，允許電感電流反轉方向，從而抑制寄生諧振LC諧振電路。

這種控制對于具有內置無線電的計算機非常方便。當無線電不使用并且主機系統從運行模式進入掛起模式時，電源會自動采用其輕負載脈沖跳躍模式以節省電源。如果RF收發器導通，則邏輯信號強制電源進入低噪聲模式，無論輸出負載如何，都能保持安靜工作。

圖5.該N溝道降壓穩壓器具有低噪聲邏輯控制輸入，可動態調整同步整流器的時序。

與同步整流器的柵極驅動時序相關的另一個問題是使用反激繞組可以獲得的多個輸出的交叉調節。許多設計人員都知道，在降壓穩壓器的電感器內核上放置一個額外的繞組或耦合電感可以提供輔助輸出電壓，而成本相當于二極管、電容器和幾美分的電線（圖 6）。然而，很少有設計人員知道同步整流器可以幫助調節此輸出。

圖6.次級繞組的反饋輸入（SECFB）極大地改善了輕初級負載或低I/O差分電壓條件下多個輸出的交叉調節。

通常，圖6中的耦合電感反激技巧在高端開關導通時將部分能量存儲在內核中，并在同步整流器的低端開關導通時通過次級繞組將部分能量放電至輔助15V輸出。放電期間，初級兩端的電壓等于V外+ V坐，其中 V外是主輸出和 V坐是同步整流器的飽和電壓。因此，次級輸出電壓等于初級輸出乘以匝數比。

不幸的是，如果同步整流器在零電流時關閉，并且初級負載很輕或不存在，則15V輸出將下垂至地，因為此時內核不存儲能量。如果同步整流器保持導通，初級電流可以反轉，使變壓器以正向模式工作，從而提供理論上無限的輸出電流能力，防止15V輸出下垂。不幸的是，靜態電源電流受到很大影響。

然而，圖6中的電路實現了出色的交叉調節，而靜態電源電流沒有損失。第二個額外的反饋環路檢測15V輸出。如果該輸出處于穩壓狀態，則同步整流器像往常一樣在零電流時關斷。如果輸出降至13V以下，則在初級電流達到零后，同步整流器將保持導通一微秒。因此，即使主15V輸出無負載，5V輸出也可以提供數百毫安的電流。該方案還在低V值下提供了更好的15V負載能力在-V外，隨著電池電壓隨著放電而下降，這一點變得很重要。

次級側同步整流器

次級繞組上的多個同步整流器可以取代多輸出非隔離應用中常用的高壓整流二極管（圖 7）。這種替代可以顯著改善輔助輸出的負載調整率，并且通常無需線性穩壓器，否則您可以添加線性穩壓器來提高輸出精度。您必須選擇擊穿額定值足夠高的 MOSFET，以承受反激電壓，反激電壓可能遠高于電池電壓。將次級側 MOSFET 的柵極直接連接到主同步 MOSFET（DL 端子）的柵極，可提供必要的柵極驅動。

圖7.耦合電感次級輸出可受益于同步整流。為了適應負輔助輸出，只需交換次級側 MOSFET 的漏極和源極。（為清楚起見，此簡化原理圖省略了使開關穩壓器工作所需的大部分輔助元件。

另一個巧妙的技巧使同步整流器能夠為高端開關MOSFET提供柵極驅動。利用外部開關節點產生高于電池電壓的柵極驅動信號，可在同步整流器降壓轉換器中對兩個開關使用 N 溝道 MOSFET。與 P 溝道類型相比，N 溝道 MOSFET 具有許多優勢，因為它們卓越的載流子遷移率使柵極電容和導通電阻提高了近 2：1。

飛電容升壓電路提供高端柵極驅動（圖 8）。跨接電容器與高端 MOSFET 的柵極-源極端子并聯。該電路或者通過二極管從外部 5V 電源對該電容器充電，并將電容器與高端 MOSFET 的柵源端子并聯。然后，充電電容器充當內部柵極驅動逆變器的電源電壓，其與幾個并聯的74HC04部分相當。受開關節點偏置，逆變器的負電源軌位于LX端子的功率開關波形上。

圖8.BST和LX之間的電容由開關節點（電感的左端）驅動，為上柵極驅動逆變器提供高架電源軌。

同步整流器對于圖8的柵極驅動升壓電源是必不可少的。如果沒有這個低邊開關，就無法保證電路在初始上電時啟動。首次通電時，低側 MOSFET 強制開關節點至 0V，并將升壓電容器充電至 5V。在第二個半周期，柵極驅動器的DH輸出切換為高電平，將升壓電容連接到MOSFET的柵源電介質上。將5V柵極驅動信號泵浦到電池電壓以上可提供接通高端開關所需的增強電壓。

到目前為止，我們專注于降壓拓撲的同步整流器。但是，您也可以在升壓和反相拓撲中加入同步整流器。圖9中的升壓穩壓器在有源整流器模塊中采用內部pnp同步整流器。升壓拓撲要求整流器與VOUT串聯，因此IC將pnp集電極連接到輸出，將發射極連接到開關節點。整流器控制塊的快速比較器檢測整流器是正向偏置還是反向偏置，并相應地驅動pnp晶體管打開或關閉。當晶體管導通時，自適應基極電流控制電路使晶體管保持在飽和邊緣。這種情況最大限度地減少了基極電流造成的效率損失，并通過最小化存儲基極電荷引起的延遲來保持高開關速度。

圖9.該升壓穩壓器中的內部同步整流器，即有源整流器，取代了該位置經常使用的肖特基整流器。

pnp同步整流器的一個有趣的附帶優點是它能夠提供升壓和降壓動作。對于普通升壓穩壓器，輸入電壓范圍受通過電感和二極管的輸入至輸出路徑的限制。（這種不需要的路徑是簡單升壓拓撲中固有的。因此，如果VIN超過VOUT，則通過整流器的導通路徑可能會向上拖動輸出，從而可能因過壓而損壞負載。

圖9中的pnp整流器電路在開關模式下工作，即使VIN超過VOUT，有源整流器也充當開關。這種作用更類似于調節電荷泵，而不是降壓穩壓器，因為降壓工作模式需要在高壓側安裝第二個開關。圖9電路的效率接近線性穩壓器的效率：在四節電池的電壓范圍內（高達6.2V）的效率相當好。

產生負電壓的反相拓撲穩壓器（有時稱為降壓-升壓穩壓器）是同步整流的有用應用。與升壓拓撲一樣，反相拓撲將同步整流器與輸出串聯，而不是接地（圖 10）。在本例中，同步開關是N溝道MOSFET，其源極與負輸出相連，漏極與開關節點相連。

圖 10.反相拓撲要求同步開關與輸出串聯。

該電路通過將IC的GND引腳連接到負輸出電壓而不是電路地，誘使所得的300kHz降壓穩壓器充當反相拓撲開關。該開關穩壓器的效率約為 88%，比同類異步整流器電源高出 4%。

審核編輯：郭婷