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LTspice的真正價值是什么?

星星科技指導員 ? 來源:ADI ? 作者:ADI ? 2023-06-27 11:28 ? 次閱讀

一切都很完美

我從一個案例開始,該案例展示了工程師如何在工作臺上(或使用模擬器)被卷入“理想”組件的謬誤中。順便說一句,舉一個雙晶體管非穩定電路的簡單例子。該電路是對稱的,并且使用理想元件,在仿真中不太可能振蕩。在現實生活中,一個晶體管的β值會比另一個晶體管略高,并且會更早地開始傳導,從而在工作臺上開始振蕩。我們可以在模擬中通過放置初始條件來幫助模擬器來解決這個問題。如果你運行下面的模擬,你就會明白我的意思。如果您通過右鍵單擊 .ic 語句并更改單選按鈕將 .ic 語句從注釋轉換為 SPICE 指令,您將看到這提供了啟動振蕩器的輕微不平衡。

回到這個案例,客戶報告了我們的放大器之一ADA4522的臺式測試問題,他們使用該放大器對分流器上的電壓進行差分檢測。在該應用中,分流器測量電機線圈中的電流,因此沒有理由將其參考到地。

令人驚訝的行為是,差分放大器的輸出似乎也取決于分流器兩端的失調電壓。如果他們將檢測電阻與電路隔離,并用一個眾所周知的電流驅動它,放大器輸出就會反映該電流。相反,如果在分流器和本地接地之間引入任何直流失調,放大器輸出就會發生變化,比40V直流失調的預期值改變約20mV。在100mV的信號上,40%的誤差是一個問題。客戶通過改變正負直流偏移量進行了實驗,發現與預期行為的偏差基本上與偏移呈線性關系。

圖1顯示了通過分流器在100 mA時100 mV的預期放大器輸出,無偏移,但輸出與預期值呈線性偏差,施加的失調。

wKgZomSaXveABZ78AACvByhBDA4204.png

圖1 - 并聯直流失調對高端電流測量輸出的影響

他們撓了撓頭,但最終決定將實驗轉移到LTspice,通過使用“打開此宏模型的示例電路”按鈕來模擬電路,并添加一個源來模擬共模直流偏移。

仿真與臺架測試相匹配,因為輸出與直流偏移具有線性依賴性,但數量級要小得多;小于±2mV,而不是他們在硬件中觀察到的±50mV。如下面的結果所示,由于放大器的失調電壓和偏置電流,無直流偏移時的預期值與±1V直流失調時的預期值±42.20mV之間存在很小的差異:

獲得電路洞察力

那么,ADA4522有什么問題呢?嗯,沒有。任何運算放大器都顯示出類似的結果或更糟的結果。施加共模電壓時的線性失調是由電阻失配引起的,因為容差會影響電路的共模抑制比(CMRR)。實際上,該電路放大了共模電壓和差壓,盡管幅度較小。在1991年的一篇文章中,拉蒙·帕拉斯-阿雷尼和約翰·韋伯斯特[2]結果表明,假設一個完美的運算放大器,共模抑制比為

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其中Ad是差動放大器的增益,T是電阻容差。根據Pallás-Areny的說法,即使放大器本身具有無限的CMRR,對于單位增益配置,使用1%電阻時,您應該預期的CMRR為34 dB或20mV / V最壞情況,而對于0.1%電阻,您應該期望不會優于54dB或2mV / V的最壞情況。重要的是電阻對之間值的緊密匹配,而不是絕對容差。

我問客戶使用的電阻器是什么容差電阻器,他們確認它們是1%電阻器。他們測量的共模誤差顯示為20mV/10V = –54dB。因此,他們從 0% 的電阻器中看到 1.1% 的匹配容差性能 – 確實是非常好的 1% 電阻。

尋找解決方案

為了解決放大器增益通過不匹配的電阻設置的事實,客戶可以通過兩種方式改善設計的共模抑制:

在輸入端放置一個設置為增益為1的差動放大器(具有足夠的帶寬)。跟隨差分放大器與另一個放大器產生所需的增益。這些差動放大器具有片內激光調整(匹配)電阻,產生90dB或更好的CMRR。電源電流也更低。

堅持使用前端的ADA4522,但放棄單個電阻,并使用LT5400-1四通道匹配電阻網絡。LT5400 的修整電阻器提供了 0.01% 的匹配,采用這種設置可產生一個 74dB CMRR 或更好的匹配。

在仿真中使用 CMRR

我們可以創建一個LTspice仿真文件,顯示電阻失配的影響。在其中,我們可以使用 .step 參數指令查看完美電阻、0.1% 電阻和 1% 電阻,然后使用 .measure 指令計算每種情況下的 CMRR。

審核編輯:郭婷

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