01緩啟動電路的工作原理

通信產品一般采用分散供電方式，各單板上采用DC/DC模塊將-48V電源轉換為其所需的5V、3.3V、2.5V等子電源。由于輸入電壓高，電源電路中又存在用于濾波和防止DIP的大電容，在單板插入上電時，會對-48V電源造成沖擊，瞬時大電流將造成-48V電源電壓出現跌落，可能影響到其它單板的正常工作；同時，由于瞬時大電流的原因，單板插入時在接插件上會產生明顯的打火現象，這會引起電磁干擾，并對接插件造成腐蝕。為了避免上述現象，-48V電源供電單板需要“緩慢”上電。

一、緩啟動電路的作用

通信設備產品單板上幾乎都在電源模塊的輸入端設計有緩啟動電路，緩啟動電路的功能主要有兩個：

1、延遲單板電源的上電時間：我們的單板一般都要求支持熱拔插，當單板插入子架時，單板插頭和母板插針的接觸是不穩定的，為了避免這種抖動的影響，可以在電源模塊和母板電源之間加一個電路，使母板的電源延遲一段時間以后再加到電源模塊。

2、減小上電的沖擊電流：由于單板電源都接有濾波電容，電源上電瞬間跳變時由于電容的充電，會產生較大的沖擊電流，造成母板電源電壓抖動，跌落，以及強烈的電磁輻射，很容易對其他工作中的單板造成不良影響，如果能把電源的上電速度變緩一些，就能有效的減小這種影響。

二、緩啟動電路的工作原理

電路的原理圖：

緩啟動電路由R39，R49，C7和Q31組成，Q31是絕緣柵型場效應管，也是緩啟動電路最關鍵的器件。為了理解緩啟動的原理，首先我們來回顧一下MOS管的一點基礎知識。下圖大致描述了典型的MOS管的轉移特性：

MOS管的特性表明，當Vgs小于一定電壓（Vth）時，DS極之間的電阻Rds是很大的，可以認為開路，電流不能通過；當Vgs達到Vth時，MOS管開始導通，Rds隨Vgs的增加迅速減小。當Vgs達到一定的程度，Rds很小，可以認為DS之間是近似短路的。Vth可以稱之為開啟電壓（Voltage－Gate threshold），一般為2－4V。

在的緩啟動電路中，電阻R39，R49和C7構成了分壓式RC時間常數電路，C7并聯在Q31的GS極之間，也就是Vc7＝Vgs。當48V電源剛加到單板時，C7未充電，Vgs＝0，MOS不導通，電源模塊不供電。隨后，48V通過R39，R49向C7充電，當C7的電壓達到Vth時，MOS開始導通，這一階段，完成的是延時上電的作用，延遲時間可由下式估算：

Uin(R39/(R39+R49))(1－e-T/? )=Vth

其中，T為延遲時間， Uin＝48V，?為RC電路的時間常數，?＝C7（R39//R49），Vth一般取4V。將原理圖中數值代入計算可知，延遲時間T約等于15.3ms。

MOS管開始導通后，Vgs繼續增加（直到12V左右），Rds迅速減小，緩啟動的輸出電壓逐漸升高直到到與輸入電壓基本一致。電源模塊開始工作，單板正式上電。在這一過程中，輸出電壓并不是瞬間跳變到最高的，因此，大大減輕了沖擊電流的干擾。這一過程的時間與C7的充電速度，MOS的特性，負載特性都有關系，難以具體計算，具體還需實測調整。

三、實測波形分析

下圖是緩啟動的輸入電壓上電波形

這是緩啟動輸入端在電源開關閉合瞬間的波形，可以看到畫圓圈處的抖動，持續時間約1ms，如果是熱拔插，這個抖動的幅度和持續時間都將可能更大。

下圖是緩啟動的C7電壓上升波形

可以看到，上電15ms后，C7電源上升到約4V，與理論計算值基本一致。

下圖是緩啟動MOS管的D，S間電壓波形。

可以看到，在開關閉合后的14ms以內，輸入電壓完全加在MOS的DS兩端，這與理論計算值基本一致（由于MOS管的Vth并不一定是4V，有些誤差是很正常的），從14ms開始，Vds以指數方式下降，過程時間約4ms。

下圖是緩啟動輸出的電壓波形。

可以看到，對比緩啟動的輸入電壓上電波形，緩啟動的輸出電壓不再有開關閉合時的抖動，而且上電邊沿也非常明顯，過程約4ms，實現了減小上電沖擊的目的。

讓我們再把所有的波形放在同一時間軸上來比較一下，如下：

可以看到，經過緩啟動電路之后，單板實際供電電壓Uout比輸入電壓Uin總共延時了將近20ms，不但消除了上電抖動，而且有效減小了沖擊。

四、總結

1、緩啟動的時間常數電路必須確保電容充電完成后其電壓不能大于15V，因為一般大功率MOS管的G，S間擊穿電壓在20V左右，電壓過高，會損壞MOS管（現在很多單板上在電容兩端并聯了一個穩壓管就是起這個作用的），但是也不應該低于10V，因為一般大功率MOS管的D，S間電阻Rds都需要Vgs達到10V后才達到最小值（一般在0.1ohm量級）。

2、緩啟動的延遲時間不能太長，原因有二。其一，延遲太長，熱拔插時，單板接口信號線已連接，而電源仍未上電，會造成接口器件閂鎖損壞；其二，緩啟動關鍵器件MOS管在從截止到導通轉換的過程中瞬間功耗是非常大的，如果電容充電過于緩慢，造成邊沿時間太長，MOS管將因為功耗過大而損壞。延時一般取幾十毫秒。

02緩啟動電路實例分析與應用

根據某產品單板電路測試過程的浪涌電流沖擊問題，詳細分析了MOS管緩啟動電路的RC參數，通過分析和實際對電路參數的更改，使電路的浪涌電流沖擊滿足板上電源要求。

一、問題的提出

某通信產品電路測試時發現浪涌電流沖擊過大，可能會損壞保險絲或MOS管等器件，而且有的即使沒有損壞也有可能會影響其使用壽命（圖1）。

根據某產品單板電路測試過程的浪涌電流沖擊問題，詳細分析了MOS管緩啟動電路的RC參數，通過分析和實際對電路參數的更改，使電路的浪涌電流沖擊滿足板上電源要求。

圖1改前測試沖擊電流

從上圖可以看出沖擊電流很大，達23.0A，遠大于滿載工作電流（1A左右），板上電源設計指南要求是滿載工作電流的3～5倍，所以需要整改以達到板上電源要求，電路原理圖如圖2所示。

圖2原電路原理圖

二、解決思路

將原電路原理圖（圖2）等效為圖3。

圖3原理圖等效［注1］

注1：R270等效為R1，R271等效為R2，C136等效為C1，MOS管為VT1，全部負載等效為RL，全部電容等效為CL，D1在計算中用不到。

根據MOS管開啟電壓和RDS的特性曲線（圖4）可知，控制了MOS管VGS電壓線性度就能精確控制沖擊電流。所以圖3中外接電容C1、R1和R2被用來作為積分器對MOS管的開關特性進行精確控制，達到控制上電沖擊電流的目的。

圖4本文原理圖中MOS管（Si4463DY）VGS（th）與電流ID和電阻RDS的關系

原電路就是利用這個原理進行上電控制的，但是參數設置有問題，所以才出現了圖1中的較大沖擊電流。

現將簡化電路原理圖（圖3）VT1前面的上電控制電路等效為圖5進行計算。

圖5簡化VT1前面的上電控制電路

1、上電時間計算

1)時間參數τ。

由于圖5（a）中MOS管內部電容Cgs<

2)計算電容上電時間。

根據圖5（b）得：

最后計算得出：

所以Uc的上電完成時間只與τ相關，但是上電的斜率將同時與R1/（R1＋R2）和τ相關，下面用兩個實驗予以說明。

2、實驗驗證

實驗（1）：更改時間參數τ（更改C1）控制VGS開啟速度

圖6R1＝R2＝10Kohm，C1＝2.2uF時上電電流波形

根據計算τ＝（R1//R2）*C1＝11mS，從圖6可以看出上電時間變大了，為3.6mS，沖擊電源也由原來的23.0A變為現在的9.26A。說明一定程度上控制了其上電時間和沖擊電流。

但是，τ變為原來的22倍，電流沖擊時間變為原來的15倍，沖擊電流只變為原來的40％，不能完全夠達到精確控制的目的。

實驗（2）：設置Uc電壓以達到控制上電時間的目的

根據MOS管開啟電壓的特性曲線圖4，可以看出：1V～2.5V這段為MOS管開啟的過程，精確控制這段電壓的上升過程（斜率）將可以有效控制上電沖擊電流的大小。

更改電阻R1＝2.7K，R2＝10K和C1＝0.1uF不變時上電電流波形如圖7所示。

圖7R1＝2.7K，R2＝10Kohm，C1＝0.1uF時上電電流波形

（紅色曲線為上電電流波形，黃色為Uc兩端電壓波形）

根據計算τ＝（R1//R2）*C1＝0.2mS，變小了，但是從圖7可以看出上電時間卻變大了，為425uS，沖擊電源也由原來的23.0A變為現在的8.35A。

對比兩個實驗可以發現：改變R1，τ變小了，但電流上電時間卻變大了，而且電流沖擊時間在只變大1.8倍的情況下，沖擊電流的幅度卻變為原來的36％；而改變τ（即改變C1），在電流沖擊上升時間變為原來的15倍時，電流幅度才變為原來的40％，所以改變R1對MOS管VGS的精確控制效果明顯。

3、原因分析

電容歸一化上電波形如圖8所示：

t	1τ	2τ	3τ	5τ
Uc	0.632	0.865	0.95	0.9933

圖8歸一化電容上電波形

從圖8可以看出：原電路中Uc兩端最終電壓在1τ（圖8中紅色曲線部分）內將從0V上升到Uc*0.632=3.8V，而從3.8V上升到6V需要至少4τ（1τ～5τ）。而電路中MOS管開啟電壓是1V～2.5V，這段電壓在小于0.5τ時間內就完成了，所以可以得出其上電時間（1~2.5V的時間）應小于0.5τ，即小于250uS，根據圖1可以看出，沖擊電流的時間約為240uS左右，與計算基本吻合。

實驗（1）電路中Uc最終兩端電壓與原電路相同為6V，不過τ變為原來的22倍為11mS，MOS管開啟電壓在1V～2.5V段上升時間也應該小于0.5τ，實測試為3.6mS，小于0.5τ（5.5mS）也基本與理論計算吻合

實驗（2）電路中Uc最終兩端約為2.5V。開啟電壓的時間段處于了約1τ～3τ之間后，雖然τ變小了，但電流上電沖擊時間，實測試為1.8倍［注2］，基本與理論吻合。

（注2：原電路用約0.5τ完成電流沖擊，實驗二電路用約2τ，原電路τ＝500uS，而實驗二τ（R1=2.5K）＝200uS，基本上實驗二的2τ（R1=2.5K）為原電路0.5τ的2倍，所以實測1.8倍基本與理論符合。）

經過上面的討論，可以看出：對MOS管的控制有兩種方法：

（1）設置Uc兩端最終電壓，控制VGS電壓上升的斜率。

（2）更改時間參數τ控制VGS開啟速度（也在一定程度上控制斜率）。

當然可以結合兩種方法，同時進行控制，以達到控制沖擊電流的目的。

三、實踐情況

結合到上兩個實驗及分析，用兩種方法控制，將參數更改為R1＝27K，R2＝100K，C1＝2.2uF，測試上電沖擊電流波形如圖9所示。

圖9R1＝27K，R2＝100K，C1＝2.2uF，測試上電沖擊電流波形

（紅色為沖擊電流波形，黃色為負載電壓波形）

最大沖擊電流為4.03A，基本滿足板上電源設計要求（沖擊電流為3～5A）。不過電流上電時間變為25.5mS，如需要再次降低沖擊電流，可以繼續加大電容。比如圖10。

當電容增加到10uF時（R1＝27K，R2＝100K）時的電流上電波形。

圖10R1＝27K，R2＝100K，C1＝10uF，測試上電沖擊電流波形

圖10中電流上電波形變為90mS。從上面的介紹可以看出“通過設置Uc兩端最終電壓”和“更改時間參數τ控制VGS開啟速度”基本上達到了控制上電沖擊電流的目的，至于如何選擇合適的參數，需要根據具體情況進行分析。

四、效果評價

可以用示波器對I2T進行的計算，（標稱2A適配器測試）如圖15、16、17所示。

圖11 原電路R1＝R2=10K，C1＝0.1uF時沖擊電流I2T計算

圖15可以認為是原電路中MOS管基本沒有控制，上電瞬間適配器作為恒壓源產生了“沖擊”，經過示波器精確計算，在“沖擊”脈沖結束時（第一個光標處）值為0.249 A2S，在正常工作前（第二個光標處值為0.522 A2S）。

圖12 更改電路參數R1＝27K，R2=100K，C1＝2.2uF時沖擊電流I2T計算

更改電路參數后，MOS管有一定的控制作作，但是還是產生了一個“臺階”（第一光標與第二光標之間）經過示波精確計算，在脈沖結束時（第一個光標處）值為0.239 A2S，在正常工作前（第二個光標處值為0.344 A2S）。

圖13 R1＝27K，R2＝100K，C1＝10uF，測試上電沖擊電流波形

由于對MOS管的上電控制已經接近或小于了適配器的電流提供能力，所以基本已經沒了“沖擊”電流（可以認為完全是MOS管控制下的電流），經過計算，在正常工作前的I2T值為0.216 A2S（第二個光標處）。

注意：τ也不能過大，過大時引起上電波形過緩，導致板內器件上電時序問題，同時過于緩慢的上電波形可能還會“損傷”或引起MOS管燒毀。

通過以上三個圖對比：MOS管的控制能力越強，“沖擊”電流越小，I2T值也越小，對保險絲等器件的“損傷”也越小。

五、總結

通過以上的分析和實際測試基本上達到了控制VGS電壓上升的斜率的目的，有效降低了脈沖“沖擊”電流對保險絲管的影響。所以可以結合如下兩種方法，同時進行控制，以達到控制沖擊電流的目的。

1、設置Uc兩端最終電壓，控制VGS電壓上升的斜率。

2、更改時間參數τ控制VGS開啟速度（也在一定程度上控制斜率）。

在電路設計中有幾點需要特別關注。

1、Uc兩端的最終電壓一定要保證VGS完全開啟和該電壓下MOS管體電阻基本達到最小。

2、τ也不能過大，過大時引起上電波形過緩，導致板內器件上電時序問題，同時過于緩慢的上電波形可能還會“損傷”或引起MOS管燒毀。

上電時間的選擇可根據實際情況進行，建議只要滿足板上電源設計要求的3～5倍“沖擊”電流即可。

鑒于緩啟動電路具有的優點，我們在器件選型和電路設計中可以加以利用，來提高產品的性能和質量。