有各種不同的控制方案用于實現輸出電壓調節。電流模式控制，以最簡單的形式監控峰值開關電流，具有一些非常好的好處。這是在開關穩壓器中實現高性能的常用方法。在實際設計中有一些注意事項需要注意，但這些很容易解決，正如我將在這篇文章中討論的那樣。

峰值電流模式控制的優點

圖1顯示了降壓轉換器中峰值電流模式控制的基本實現方案。有兩個控制環路在運行：一個快速的內部環路，將控制信號Ve與開關電流Vcs的模擬進行比較以設置脈沖寬度，另一個較慢的外部環路，將輸出電壓與參考進行比較，以產生內部環路的控制信號。其效果是為輸出電容器和負載形成受控電流源，電感在調節輸出電壓時從傳遞函數中“消失”。與輸出LC網絡相關的雙極成為單極，這更容易穩定，特別是對于具有固有低ESR和高頻零點的陶瓷輸出電容器。這樣做的好處是簡化了環路補償，實現了更寬的帶寬和更快的負載瞬態響應。

圖1.峰值電流模式控制方案

通過電流模式控制，很容易保護開關免受過流影響，因為電流檢測信號可以與基準電壓源進行比較，以便在超過設定值時實現快速關斷。還有一種自然的快速“前饋”效應，即輸入電壓的變化會立即反映在開關電流斜坡速率中，直接影響關斷點，而不必等待輸出電壓誤差在校正前繞慢外環路傳播。

但是，在使用峰值電流模式控制進行設計時，有幾點需要注意：噪聲拾取和次諧波不穩定。

嘈雜信號

保持較低的電流檢測元件功耗與具有足夠的合成電壓以避免噪聲問題之間存在沖突。在典型方案中，來自最大檢測電流的電壓可能在1V左右，但在輕負載下，該值成比例地較小。由于通過電路電感的di/dt、寄生電容的充電和放電以及二極管反向恢復瞬變，電流信號邊沿上的尖峰是不可避免的。這些可能導致穩壓器過早關斷和混亂操作，因為它們在輕負載時成比例地成為更多的信號。仔細的電路板布局當然有幫助，適當的緩沖也是如此，但通常這在所有條件下都是不夠的。檢測信號上的簡單RC濾波器會衰減尖峰，但會增加延遲，使限流精度降低，并導致在低負載和低占空比下失去控制。電流檢測變壓器是一種以很小的耗散獲得可用電壓電平的方法，但與電阻檢測相比，它可能既昂貴又笨重。變壓器在高占空比下的復位也可能是一個問題。

一種有效的解決方案是低電壓電平的電阻檢測，具有前沿消隱，其中控制芯片在固定時間段內忽略電流檢測信號，通常在每個周期開始時為50ns。隨著Maxim等公司將MOSFET和最終磁性元件集成到芯片中的進展，問題逐漸消失;開關電流環路變得更小且更可預測，IC制造商能夠在內部補償瞬變。

更奇特的技術可以使用輸出電感器本身的電阻來檢測電流。然而，需要電路從阻性電壓降中減去正常的開關波形，并補償銅繞組電阻隨溫度的顯著變化。

次諧波不穩定

次諧波不穩定性源于控制峰值電感電流，而不是控制平均電流的理想。如果降壓轉換器的占空比小于50%，則輸入電壓的微小干擾會導致峰峰值紋波電流的微小變化。輸入電壓的負擾動會導致峰峰值紋波電流降低。當關斷時間大于導通時間（<50% DC）時，電流有時間斜坡下降到等于其啟動周期電流的新穩態值。占空比高于50%時，關斷時間短于導通時間，電感電流斜坡下降不會回到起始值，因此下一個周期以較高的紋波電流開始，使平均電流暫時較高。負載電流是恒定的，因此增加的電流只能流入輸出電容器，從而略微提高其電壓。控制環路在幾個周期內校正產生的輸出電壓誤差，但與此同時，脈沖寬度通常在開關頻率的一半處“抖動”。參見圖2。

圖2.D>0.5的次諧波不穩定性

解決方案是人為地在導通時間檢測電流波形上增加一些斜率，這可以很容易地從IC時鐘信號中得出。也可以從誤差電壓中減去額外的斜率。該技術如圖 3 所示。

可以證明，如果在比較器輸入端增加一個斜率，等于電感下斜率等效信號的50%，則峰值電流檢測點會進行調整，以使平均電感電流隨占空比擾動而恒定。這可確保干擾在一個開關周期內消除并保持穩定性。在實踐中，通常將更多的斜率加到電流檢測信號的100%，以確保在高占空比下保持穩定性。如果增加了多余的斜率，轉換器將逐漸失去電流模式控制的優勢，并且表現得更像在電壓模式下一樣。

電感波形的下坡di/dt對于給定的輸出電壓Vout和電感L是固定的。

這意味著在簡單電路中，斜率補償并不總是針對可變輸出電壓的最佳選擇，盡管可以進行更復雜的可變補償 - 這是數字控制功能的良好候選者。

在具有高集成度的控制IC中，例如Maxim產品組合中的控制IC，斜率補償的復雜性在內部通過電流檢測和電平轉換來處理，使設計人員的工作更加輕松。

審核編輯：郭婷