今天，我們將介紹一種配置，該配置引入了另一項細微修改，使ADAQ798x能夠轉換更大的雙極性信號（例如±10 V）。我們將首先了解如何選擇相關電阻以實現所需的輸入范圍，然后了解這些值如何影響系統的輸入阻抗和本底噪聲。

用于衰減的同相求和配置

以下配置可用于對大于±V的信號執行具有衰減的雙極性至單極性轉換裁判.

此配置類似于我們上次討論的配置，除了 Rf和 Rg不再需要，R3添加以提供額外的信號衰減。此配置的傳遞函數為：

推導出 R 比率所需的數學運算1到 R2到 R3這次有點復雜，但我們可以使用與上一個配置類似的方法。找到電阻器的比率后，可以根據應用的需要選擇特定的值。為了簡潔起見，我們不會介紹推導的每一步，但我們將看到傳遞函數如何簡化，以便在查看v的最小值和最大值時為我們提供電阻比。在.

R的比率1到 R2使用配置的傳遞函數通過插入最小值 v 找到在，這導致 vAMP_OUT等于 0 V：

此時，我們可以為其中任意三個電阻選擇一個值（給定VREF和vIN的范圍），然后計算其他兩個電阻的值。和以前一樣，主要的權衡是輸入阻抗與系統噪聲和失調誤差的關系。該電路的輸入阻抗（ZIN）為：

讓我們重溫一下我們上次提到的例子，其中 vin ±10 V 和VREF= 5 V，并設計輸入阻抗為1 MΩ的配置。對于 v 的這種組合在和 V裁判/ 11必須是兩倍 R2并等于 R3.使用 R 的比率2和 R3到 R1在輸入阻抗方程中，我們得到R1= 750 kΩ。R2和 R3因此分別為375 kΩ和750 kΩ。

正如我們在“為雙極性輸入增加增益”中提到的，輸入阻抗和系統噪聲性能之間存在權衡。實現高輸入阻抗需要大電阻，這些電阻會產生更多的熱噪聲，并與ADC驅動器的輸入電流噪聲相互作用，從而產生更多的輸入電壓噪聲。這兩者都會增加ADC輸入端的有效均方根電壓噪聲，從而顯著降低性能。在上例中，系統總噪聲約為334 μV rms（使用5 V基準電壓源時，動態范圍從15 dB降至5.92 dB，整整下降74.5 dB）！

但還是有希望的！如果我們限制其輸入帶寬，這種配置實際上可以實現接近最佳性能。例如，如果我們將上述示例中的輸入帶寬限制為20 kHz，則整個系統噪聲將下降近48至91 μV rms（V的動態范圍為4.<> dB）裁判= 5 V）！我們可以限制輸入帶寬（BW在） 通過添加并聯電容器 CS，如下所示。請注意，對于這些噪聲計算，我們可以處理 R1/ 12和 R3作為單個電阻，RS，其中 RS是 R 的并行組合1/ 12和 R3.

MT-049 顯示了如何計算 R 產生的噪聲S（包括熱噪聲及其與ADC驅動器輸入電流的相互作用）。ADAQ798x的主要區別在于噪聲帶寬由集成RC濾波器設置（而不是本教程中的放大器帶寬）。R的均方根噪聲SADC輸入端的加法為：

（和n是R的約翰遜噪聲SG是ADC驅動器增益。

CS通過降低ADC驅動器輸入端的帶寬來降低到達ADC的噪聲。如果截止頻率為RS和 CS比集成RC濾波器（4.42 MHz）小得多，那么R的噪聲貢獻S可以使用 R 計算S和 CS代替上式中的 R 和 C。

系統總噪聲是ADAQ798x中各個噪聲源的和方根，包括來自R的噪聲源S、ADC 驅動器的輸入電壓噪聲和 ADC 的 RMS 噪聲。下圖顯示了幾個R值的系統噪聲與輸入帶寬的關系S.

請注意，隨著輸入帶寬的降低，整個系統噪聲趨向于ADAQ798x的總均方根噪聲（44.4 μV rms）。這意味著降低帶寬的噪聲優勢在一定頻率下會產生遞減的回報，這取決于R的有效值。S.

結語：

在今天的文章中，我們了解了一種ADC驅動器配置，該配置允許ADAQ798x接受大于±V的雙極性輸入裁判，以及如何根據電阻值（以及可選的并聯電容C）計算輸入阻抗和系統噪聲S).

雖然添加 CS事實證明，它可以降低噪聲，但也限制了可用的輸入帶寬。因此，在寬帶寬應用中使用此配置時，實現高輸入阻抗通常是不切實際的。這種配置通常只推薦用于需要高輸入阻抗的低帶寬應用。

審核編輯：郭婷