圖1 電阻型放大器

在電阻型放大電路中，如PGA,LDO等，常常會出現如下穩定性問題： 單獨仿真的穩定性很好的運放接入電阻反饋網絡后環路穩定性變差很多 。

如圖1所示，這是因為將運放接為環路后，運放輸入端的寄生電容Cpar也出現在環路中。我們在單仿真運放考慮穩定性時，假設電阻反饋網絡是一個簡單的比例系數，是頻率無關的，因此只考慮運放的零極點對穩定性的影響。

而實際客觀存在的Cpar使得電阻反饋網絡變得頻率相關，會引入額外的極點，因此可能惡化環路的穩定性。

筆者在閱讀論文和借鑒別人設計的電路時，發現他們常常會在圖1中反饋電阻R2上并聯一個電容C1來提高穩定性，而通過仿真發現這樣確實是很有效的。為了避免做Spice Monkey，本文對這個方法的原理進行簡單的分析。

圖2 理想，考慮運放輸入寄生電容，并聯電容提高穩定性三種情況下的反饋電阻網絡

如圖2所示，在理想情況下，即不考慮運放輸入寄生電容時，如圖2(1)，電阻反饋網絡的頻響為 式(1) ：

此時電阻反饋網絡頻率響應僅為一個簡單的比例系數，不存在零極點。

考慮實際情況下運放輸入端的寄生電容Cpar后，如圖2(2)，電阻反饋網絡的頻響為 式(2) ：

此時電阻反饋網絡頻率響應和頻率相關，且引入一個極點表示為 式(3) :

該極點是因為在Vin處同時存在電阻和電容，同時其值也符合Vin處總電容和總電阻之積的速算方法。引入該極點后，整個反饋系統多了一個額外的極點，因此可能存在穩定性惡化的問題。

給R2并聯電容C1后，如圖2(3)，電阻反饋網絡的頻響為 式(4) ：

此時極點變為 式(5) :

同時還多了一個零點，表示為 式(6) ：

零點的出現是因為從Vout至Vin出現了兩條通路—R2通路和C1通路。

并聯電容C1后，系統中額外的極點仍然存在(雖然數值發生了變化)，但是額外引入了一個零點。通過合理地設計，可以通過這個零點補償運放輸入寄生電容引入的極點帶來的相位變化，防止反饋系統穩定性的惡化。