最近買了很多的ADS1115.感覺是個好玩的芯片。主要吸引力在于該 ADC 具有差分輸入。這對于惠斯通電橋布置尤其有用。典型的組合是兩個元件變化電橋和廉價的電壓基準.與大多數 ADC 不同的是， 通過增益設置的“每比特伏特”與為芯片供電的軌電壓無關。這意味著ADS1115 可以測量自己的電源使用不帶分頻器的內部參考。

就像這樣

1115是頂級型號

該芯片可配置為4個單端輸入通道，或兩個差分通道。包括一個高達x16的可編程增益放大器，以幫助將較小的單/差分信號提升到全范圍。

我喜歡這個ADC，因為它可以從2V到5V電源/邏輯運行可以測量大范圍的信號。

該芯片相當小，因此它帶有一個帶有鐵氧體的分線板，以保持AVDD和AGND安靜。接口是通過12C完成的。地址可以更改為四個選項之一，因此您可以在單個2線12C總線上連接多達4個ADS1115.用于16個單端輸入。

最大可以支持到7V

這個是推薦的參數：對器件的模擬輸入施加的電壓不得超過 VDD + 0.3 V，以及電源的輸入控制。

IIC的電氣控制，最大的速度是3.4MHz

這個是時序

因為我的應用條件有點熱，但是沒有熱到數據手冊里面的這個溫度，3.3V的錯誤是最少的。

Delta-sigma (ΔΣ) 模數轉換器 (ADC) 基于過采樣原理。ΔΣ ADC 的輸入信號以高頻（調制器頻率）進行采樣，隨后在數字域中進行濾波和抽取，以在相應的輸出數據速率下產生轉換結果。

調制器頻率與輸出數據速率之間的比率稱為過采樣率（OSR）。通過增加 OSR，從而降低輸出數據速率，可以優化 ADC 的噪聲性能。換句話說，當降低輸出數據速率時，輸入參考噪聲會下降，因為內部調制器的更多樣本被平均以產生一個轉換結果。增加增益還可以降低輸入參考噪聲，這在測量低電平信號時特別有用。

對于RMS噪聲,其對信號量化分辨率的影響可以概括為:

1. 噪聲會對量化過程產生誤差,降低轉換精度。

2. RMS噪聲水平與量化器的分辨率相關。

3. 當RMS噪聲高于量化間隔的1/2時,量化誤差明顯增加。

4. 為保證量化精度,有效分辨率需要高于RMS噪聲的2倍。

5. 例如,對于10比特量化器,量化間隔約為10mV。

6. 當輸入RMS噪聲≥5mV時,量化誤差劇增。

7. 為使噪聲引起的誤差小于1/2量化間隔,RMS噪聲需要<2.5mV。

8. 此時,有效分辨率只有8比特左右。

9. 通過濾波及硬件設計減小噪聲,可提高有效分辨率。

10. 過采樣和噪聲整形也可以降低噪聲影響,提高分辨率。

一般都不說這個參數，因為他們不搞高精度采集。

在以下情況下關注信號的 RMS 噪聲水平及其對量化分辨率的影響:

1. 設計數據采集系統時,確定量化器比特數。RMS 噪聲決定了真正有效的分辨率。

2. 低噪聲設計時,RMS 噪聲是重要指標。控制在量化間隔的1/2以下。

3. 評估現有系統量化誤差源時,需要分析噪聲分布及 RMS 值。

4. 比較不同模數轉換器(ADC)時,評估噪聲指標。

5. 優化信號回路時,通過降低噪聲提高分辨率。

6. 計算信號動態范圍時,RMS 噪聲與峰值信號共同決定。

7. 模型預測控制系統中的狀態觀測器,噪聲會影響觀測精度。

8. 設計濾波器和數字信號處理算法時,考慮抑制噪聲,提高精度。

9. 量化誤差分析優化信號質量時,都需要考量噪聲的量化效應。

RMS噪聲水平決定了量化過程的有效分辨率。控制噪聲在量化間隔的1/2以下,有效分辨率才可達到理論值。

ADS111x 是非常小型、低功耗、16 位 Delta-Sigma (ΔΣ) 模數轉換器 (ADC)。ADS1114 和 ADS1115 還集成了可編程增益放大器 (PGA) 和可編程數字比較器。 ADS111x ADC 內核測量差分信號 V IN ，即 V (AINP)和 V (AINN)之差。該轉換器核心由一個差分開關電容器 ΔΣ 調制器和一個數字濾波器組成。這種架構會導致任何共模信號的強烈衰減。輸入信號與內部參考電壓進行比較。數字濾波器接收來自調制器的高速比特流并輸出與輸入電壓成比例的代碼。 ADS111x 有兩種可用的轉換模式：單次轉換和連續轉換。 在單次模式下，ADC 根據請求對輸入信號執行一次轉換，將轉換值存儲到內部轉換寄存器，然后進入斷電狀態。此模式旨在為僅需要定期轉換或轉換之間有較長空閑期的系統提供顯著的節能效果。 在連續轉換模式下，ADC 在上一次轉換完成后立即自動開始輸入信號的轉換。連續轉換速率等于編程的數據速率。數據可以隨時讀取，并且始終反映最近完成的轉換。

當降低輸出數據速率時，ΔΣ ADC 的噪聲性能通常會提高，因為內部調制器的更多樣本會被平均以產生一個轉換結果。在功耗至關重要的應用中，可能不需要在低數據速率下改進噪聲性能。

對于這些應用，ADS111x 支持占空比，通過以有效較低的數據速率定期請求高數據速率讀數，從而顯著節省功耗。

例如，處于斷電狀態且數據速率設置為 860 SPS 的 ADS111x 可由微控制器操作，該微控制器指示每 125 ms (8 SPS) 進行一次單次轉換。860 SPS 的轉換僅需要大約 1.2 ms，因此 ADS111x 在剩余的 123.8 ms 內進入斷電狀態。

在此配置中，ADS111x 消耗的功率約為連續轉換模式下消耗功率的 1/100。占空比完全是任意的，由主控制器定義。ADS111x 提供較低的數據速率，不實現占空比，并且如果需要的話還可以提供改進的噪聲性能。

其實這個東西就是個15bit的ADC，有一位是符號位

這個前面有更好的連接圖

這個東西叫多路復用器

多路復用器由配置寄存器中的 MUX[2:0] 位進行配置。測量單端信號時，ADC 的負輸入通過多路復用器內的開關在內部連接至 GND。

如果就一路差分，可以使用這個1114

連接到 VDD 和 GND 的靜電放電 (ESD) 二極管可保護 ADS111x 模擬輸入。將任何輸入的絕對電壓保持在公式所示的范圍內，以防止 ESD 二極管導通。公式 ：GND – 0.3V < V (AINX) < VDD + 0.3V如果輸入引腳上的電壓可能違反這些條件，使用外部肖特基二極管和串聯電阻將輸入電流限制在安全值。 ADS111x 使用開關電容器輸入級，其中電容器連續充電然后放電，以測量 AIN P和 AIN N之間的電壓。對輸入信號進行采樣的頻率稱為采樣頻率或調制器頻率（f MOD）。 這個地方看microChip的數據手冊：

PIC18也是這個ADC的方案

ADS111x 具有一個 1 MHz 內部振蕩器，該振蕩器進一步除以 4 倍以生成250 kHz 的f MOD 。該輸入級中使用的電容器很小，對于外部電路來說，平均負載表現為電阻性。

顯示了該結構。電容器值決定電阻和開關速率

開關時序 在采樣階段，開關S 1閉合。該事件將CA1充電至 V (AINP)、將CA2充電至 V (AINN)、將 C B充電至 (V (AINP) – V (AINN) )。在放電階段，S 1首先打開，然后S 2關閉。 然后，CA1和CA2均放電至大約 0.7V，CB放電至 0V。此充電從驅動 ADS111x 模擬輸入的源汲取非常小的瞬態電流。該電流的平均值可用于計算有效阻抗（Z eff)。

這個就是量化精度了 ADS111x 提供可編程輸出數據速率。 使用配置寄存器中的 DR[2:0] 位選擇 8 SPS、16 SPS、32 SPS、64 SPS、128 SPS、250 SPS、475 SPS 或 860 SPS 的輸出數據速率。

1. 根據奈奎斯特采樣定理,采樣率必須大于信號中最高頻率分量的兩倍,才能正確表示原始信號。SPS 決定了可以表示的最大信號頻率。

2. 采樣率越高,可以表示更寬頻段的信號,重構精度也越高。但數據量也會增加。

3. 采樣率要匹配后端信號處理算法要求。例如調制識別需要足夠高的采樣率。

4. 較高的過采樣可以提高量化精度,降低噪聲影響。

5. SPS 需要設置為對系統易于實現的數值,如 8kHz、44.1kHz等。

6. SPS 與ADC轉換速率有關,高SPS需要高速ADC。7. SPS 也決定了數字信號處理算法的計算負載。

ADS111x 中的轉換在一個周期內完成；因此，轉換時間等于 1 / DR。

有個數字比較的功能

ADS1115 和 ADS1114 具有可編程數字比較器，可以在 ALERT/RDY 引腳上發出警報。我想不到什么場合可以用。

ADS111x 通過 I2C 接口進行通信。I2C 是一個兩線開漏極接口，支持單個總線上的多個設備和主設備。

I2C 總線上的設備僅通過將總線接地來將總線驅動為低電平；這些設備永遠不會將總線驅動為高電平。相反，總線線由上拉電阻拉高，因此當沒有設備將總線線驅動為低電平時，總線線始終為高電平。由于此配置，兩個設備不會發生沖突。如果兩個設備同時驅動總線，則不存在驅動程序爭用。

ADS111x 有一個地址引腳 ADDR，用于配置器件的I2C地址。該引腳可連接至 GND、VDD、SDA 或 SCL，從而允許用一個引腳選擇四個不同的地址，如表 4所示。地址引腳 ADDR 的狀態被連續采樣。

首先使用 GND、VDD 和 SCL 地址。如果使用 SDA 作為器件地址，請在 SCL 線變低后將 SDA 線保持為低電平至少 100 ns，以確保器件在 I 2 C 通信期間正確解碼地址。

一次可以上4個1115

地址是這個

在從機接收模式下，從主機傳輸到從機的第一個字節包含 7 位設備地址，后跟一個低 R/ W位。主機發送的下一個字節是地址指針寄存器。然后，ADS111x 確認收到地址指針寄存器字節。接下來的兩個字節被寫入寄存器地址指針位 P[1:0] 指定的地址。ADS111x 確認發送的每個字節。發送寄存器字節時，首先發送最高有效字節，然后發送最低有效字節。

讓我們來看看讀寄存器

明天上邏輯分析儀！

ADS111x 以二進制補碼格式提供 16 位數據。正滿量程 (+FS) 輸入產生 7FFFh 的輸出代碼，負滿量程 (–FS) 輸入產生 8000h 的輸出代碼。對于超過滿量程的信號，輸出會在這些代碼處進行削波。

總結了不同輸入信號的理想輸出代碼

顯示了代碼轉換與輸入電壓的關系。

寄存器什么的，沒什么意思，編程的時候才能看見。

看一個就行

有IIC的MCU就行

更加詳細的應該是這樣

ADS111x 的全差分電壓輸入非常適合連接具有較低源阻抗的差分源，例如熱電偶和熱敏電阻。盡管 ADS111x 可以讀取雙極性差分信號，但這些器件不能接受任一輸入上的負電壓。

上面的橋只是說接差分信號而已，事實上還得進行信號的調理

ADS111x 在轉換期間消耗瞬態電流。0.1μF 電源旁路電容器可提供電源所需的瞬時額外電流。

續流

良好的電源去耦對于實現最佳性能非常重要。必須使用至少 0.1 μF 電容器對 VDD 進行去耦。當器件進行轉換時，0.1μF 旁路電容器可提供電源所需的瞬時額外電流。 使用低阻抗連接將旁路電容器盡可能靠近器件的電源引腳放置。使用具有低等效串聯電阻 (ESR) 和電感 (ESL) 特性的多層陶瓷片式電容器 (MLCC)，以實現電源去耦目的。對于非常敏感的系統或處于惡劣噪聲環境中的系統，避免使用過孔將電容器連接到器件引腳，以獲得更好的抗噪聲能力。并行使用多個過孔可降低整體電感，并且有利于與接地層的連接。 VDD 穩定后，請等待大約 50 μs，然后再與器件通信，以完成上電復位過程。

布局

在為模擬和數字組件布局印刷電路板 (PCB) 時，采用最佳設計實踐。為了獲得最佳性能，請將模擬組件 [例如 ADC、放大器、基準電壓源、數模轉換器 (DAC) 和模擬 MUX] 與數字組件 [例如微控制器、復雜可編程邏輯器件 (CPLD)、現場可編程器件門陣列 (FPGA)、射頻 (RF) 收發器、通用串行總線 (USB) 收發器和開關穩壓器]。 上圖顯示了良好元件布局的示例。雖然提供了元件布局的一個很好的例子，每個應用的最佳布局對于所采用的幾何形狀、元件和 PCB 制造能力來說都是獨一無二的。也就是說，不存在適合每種設計的單一布局，在使用任何模擬組件進行設計時必須始終仔細考慮。 分離模擬和數字信號。首先，在布局允許的情況下，將電路板分為模擬部分和數字部分。將數字線路遠離模擬線路。這可以防止數字噪聲耦合回模擬信號。 用接地填充物填充信號層上的空白區域。 提供良好的接地返回路徑。信號返回電流在阻抗最小的路徑上流動。如果接地層被切割或有其他走線阻止電流在信號走線旁邊流動，則必須找到另一條路徑返回源并完成電路。如果它被迫進入更大的路徑，就會增加信號輻射的機會。敏感信號更容易受到 EMI 干擾。 在電源上使用旁路電容器來降低高頻噪聲。不要在旁路電容器和有源器件之間放置過孔。將旁路電容器放置在盡可能靠近有源器件的同一層上可產生最佳結果。 考慮布線的電阻和電感。通常，輸入走線具有與輸入偏置電流發生反應并導致附加誤差電壓的電阻。減小源信號和返回電流所包圍的環路面積，以減小路徑中的電感。減小電感以減小 EMI 拾取，并減小器件所見的高頻阻抗。 差分輸入必須與進入測量源的兩個輸入相匹配。 具有差分連接的模擬輸入必須在輸入之間差分放置一個電容器。差分測量的最佳輸入組合使用相鄰的模擬輸入線，例如 AIN0、AIN1 和 AIN2、AIN3。差分電容必須是高質量的。最好的陶瓷片式電容器是C0G（NPO），它具有穩定的性能和低噪聲的特性。

VOOSP一個的布局，就按照這個做

ADS111x 直接連接到標準模式、快速模式和高速模式 I 2 C 控制器。任何微控制器 I2C 外設（包括僅主控和單主控I2C外設）均可與 ADS111x 一起運行。 SDA 和 SCL 線上都需要上拉電阻，因為I2C總線驅動器是漏極開路的。這些電阻器的大小取決于總線運行速度和總線線路的電容。 電阻值越高，功耗越低，但會增加總線上的轉換時間，從而限制總線速度。 較低阻值的電阻可實現更高的速度，但代價是功耗更高。 長總線具有更高的電容，并且需要更小的上拉電阻來補償。不要使用太小的電阻，因為總線驅動器可能無法將總線拉低。

來看看單端輸入：

ADS1113 和 ADS1114 可測量 1 個單端信號，ADS1115 最多可測量 4 個單端信號。ADS1113和ADS1114可以通過將AIN1外部連接到GND來測量單端信號。ADS1115 通過適當配置配置寄存器中的 MUX[2:0] 位來測量單端信號。這些就是幾個型號之間的不同用處了。

顯示了 ADS1115 的單端連接方案 單端信號范圍從 0 V 到正電源或 +FS，以較低者為準。負電壓不能施加到這些器件，因為 ADS111x 只能接受相對于地的正電壓。ADS111x 在輸入范圍內不會失去線性度。 ADS111x 提供 ±FSR 的差分輸入電壓范圍。單端配置僅使用滿量程輸入電壓范圍的一半。差分配置最大限度地提高了 ADC 的動態范圍，并提供比單端配置更好的共模噪聲抑制。

指的是電路對共模噪聲的抑制能力。共模噪聲是同時影響電路兩個輸入端的噪聲信號。

共模噪聲衰減的計算公式為:CMRR = 20log(共模噪聲干擾電壓/因此造成的輸出誤差電壓)輸出端誤差電壓越小,表示電路抑制共模噪聲的能力越強,CMRR值越大。

共模噪聲衰減主要由以下幾方面決定:

1. 差分放大器的共模抑制率(CMR)

2. 輸入濾波器抑制共模噪聲的性能

3. 電源供應的干擾

4. PCB布局的抗干擾設計

5. 模擬地與數字地連接的隔離

6. 放大器參數漂移的影響通常要求儀表放大器和測量設備有很高的CMRR,比如大于80dB,來獲取精確的信號。

就是這里

通過適當設置 MUX[2:0] 位，ADS1115 還允許 AIN3 作為測量的公共點。AIN0、AIN1 和 AIN2 都可以相對于 AIN3 進行測量。在此配置中，ADS1115 通過輸入運行，其中 AIN3 作為公共點。

此功能提高了單端配置的可用范圍，因為當GND < V (AIN3) < VDD 時允許負差分電壓。

ADS111x 采用小尺寸、低電壓工藝制造。模擬輸入具有連接至電源軌的保護二極管。然而，這些二極管的電流處理能力有限，并且長時間超出電源軌約 300 mV 的模擬輸入電壓可能會永久損壞 ADS111x。防止過壓的一種方法是在輸入線上放置限流電阻。ADS111x 模擬輸入可承受高達 10 mA 的連續電流。狠狠的放電阻！！！

可以將未使用的模擬輸入連接到 GND，但可能會產生比以前的選項更高的泄漏電流。 浮動 NC（未連接）引腳，或將 NC 引腳連接到 GND。如果未使用 ALERT/RDY 輸出引腳，請將該引腳懸空或使用弱上拉電阻將該引腳連接至 VDD。 以后ADC芯片上面不用的引腳應該都可以這樣處理。 可以使用每個設備的不同地址引腳配置將最多四個 ADS111x 設備連接到單個 I2C總線。 使用地址引腳將 ADS111x 設置為四個不同的 I2C 地址之一。首先使用 GND、VDD 和 SCL 地址。如果使用 SDA 作為器件地址，請在 SCL 線變低后將 SDA 線保持為低電平至少 100 ns，以確保器件在 I 2 C 通信期間正確解碼地址。

串起來

顯示了同一 I2C 總線上的四個 ADS111x 器件的示例。每條總線需要一組上拉電阻。可能需要降低上拉電阻值，以補償多個設備和增加的線路長度帶來的額外總線電容。 主設備發送的第一個字節是 ADS111x 地址，后面是指示 ADS111x 偵聽后續字節的R/ W位。 第二個字節是地址指針寄存器字節。從主機發送的第三和第四字節被寫入寄存器地址指針位 P[1:0] 指示的寄存器。 ADS111x 的所有讀寫事務都必須先有一個 START 條件，后跟一個 STOP 條件。

給了一個低側的電流檢測，就是對地這塊的連接

emmmm，這個放大電路我也看不懂了，運放看是反向放大了。

除了是這個以外

我其實覺得是這個，

應用電路的第一級由同相求和放大器配置中的 OPA333 組成，有兩個用途：對接地參考信號進行電平轉換，以允許在使用單極電源時進行雙向電流測量。放大電平轉換電壓（V INX）。 感覺最有用的知識都在器件的數據手冊里面。