前言：

基于磁鏈的估算方法，估算會用到靜止坐標(biāo)系或者旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的電壓，這個電壓的精度受到死區(qū)，MOS開關(guān)延遲等非線性因素的影響，尤其低速下精度不足，給位置估算帶來了較大困難。

TI的fast觀測器在客戶端評價很好，其中低速為了能克服非線性因素的負(fù)面因素，會通過ADC采樣三相反電勢，獲取真實相電壓，用于替代電流環(huán)輸出的參考電壓，提升低速的觀測器精度。

正文：

TI 端電壓采樣電路

上圖是典型的TI在FAST方案使用的端電壓采樣電路，電阻分壓再加一級低通濾波，進入了ADC采樣通道。

一般來說，逆變器的開關(guān)頻率是10到20kHz，使用的濾波器電路的低通截止頻率為：

按照常規(guī)的理解，這個方案是344Hz的低通濾波器，那么相電壓的電角頻率應(yīng)該遠低于344Hz，才能避免相位的過度滯后和幅值衰減。

搭建仿真模型：

圖2 端電壓采樣電路

為什么要加低通濾波電路呢？

如果不加濾波電路，實際輸出的端電壓是PWM波，一般在下橋開通的時刻去采樣，那么ADC采樣到的端電壓全部是0；

ADC離散采樣點

上圖中，綠色是端電壓，紅色是相電流，紅色的突變時刻，就是ADC觸發(fā)時刻。離散的采樣點，可以看出來每次端電壓為零的時刻，并且是中點時刻，便是ADC觸發(fā)的時刻。所以直接用ADC采樣端電壓，得到的結(jié)果就是0.

加入低通濾波器，明顯不一樣了：

濾波后的相電壓

濾波之后，端電壓不再是離散的PWM波形，還是連續(xù)的波形，那么ADC雖然是離散觸發(fā)，一定能采樣到數(shù)據(jù)。

獲取了三相端電壓之后，經(jīng)過計算，獲取alpha和beta電壓，并且和電流環(huán)輸出的參考電壓進行比較：

采樣后計算的alpha/beta電壓和參考電壓比較

波形比較

上圖黃色是alpha的參考電壓，藍色是經(jīng)過采樣后的相電壓，經(jīng)過計算變換得到的alpha電壓。下欄是beta軸對比，可以看出采樣并計算的電壓帶有明顯的相位滯后，這是低通濾波器造成的。并且低通濾波器是無法省略的。

下面對比估算結(jié)果：

無感估算，采用參考電壓：

估算誤差

上圖是采用指令參考電壓下無感估算結(jié)果，角度誤差大約基本接近0；

無感估算，采用采樣的相電壓計算靜止坐標(biāo)系電壓：

估算誤差

從上圖可以看到，采樣端電壓經(jīng)過變換計算，依然可以得到比較好的估算結(jié)果，但是因為低通濾波器帶來的滯后，導(dǎo)致了角度誤差的有滯后誤差，大約20°左右。所以，必須對采樣的電壓作相位滯后補償。

補償后估算誤差

對相位滯后作了補償之后，已經(jīng)把估算角度誤差基本降到0附近了。

總結(jié)

從仿真來看，ADC采樣端電壓，經(jīng)過補償，也可以實現(xiàn)較好的估算誤差。實際到工程實踐，采樣相電壓的效果，一方面取決于硬件布板，走線，噪聲的影響。另外一方面取決于ADC采樣精度，后者恰好是TI的強項，尤其ARM哪怕是M4，在ADC與TI是有一些差距的。如果是M0，ADC的差距就更大了，這個放到以后的文章來分析。

仿真中使用參考電壓可以實現(xiàn)較好的效果，是因為Simulink很難模仿MOS開關(guān)滯后，死區(qū)等帶來的非線性因素的負(fù)面影響。關(guān)于改變死區(qū)對參考電壓的影響，以及和端電壓采樣的對比，會在后面文章中進行。實際使用，用參考電壓也需要克服諸多負(fù)面因素才能帶來較好的效果。