在這篇文章中，我們將全面討論使用IC UC2的12個簡單的2V 2842 A SMPS電路。我們通過評估各種公式來研究 2安培反激式設計，該公式提供了變壓器繞組和零件規格的確切選擇細節。

設計#1：簡介

第一種設計基于多功能IC VIPer53-E。

VIPer53-E 采用改進的電流模式 PWM 控制器構建，該控制器在同一封裝內具有高壓 MDMesh? 功率MOSFET。VIPer53-E有幾種不同的封裝，DIP8和PowerSO-10.基準測試板無疑是一個離線寬范圍電源，其中包括VIPer53-E，設計用于通過光耦合器操作PWM控制器進行二次調節。開關頻率為100kHz，總輸出功率為24 W。

下面給出了IC的一些主要功能：

? 基于 SMPS 的通用電源

? 電流模式控制以及可變限制功能

? 效率約為 75%

? 輸出通過短路和過載保護保護? 還通過內置的熱關斷保護

來控制過溫? 符合 EN55022 B 類 EMI 規范和藍天使標準。

使用VIPer12-E的擬議2V 53安培電路的電路圖如下圖所示：

下載完整的 PCB 和零件清單

主要操作條件可以通過下圖進行研究：

變壓器詳細信息：

上述SMPS電路的鐵氧體磁芯變壓器繞組細節可以根據下圖提供的數據進行分析：

設計#2：簡介

下一個設計基于德州儀器的IC UC2842，該IC12也可用于構建額定電壓為2V的高級固態非常可靠的SMPS電路，電流輸出@4安培至《》安培。

該設計的完整電路圖如下圖所示：

讓我們嘗試了解此12V 2 A SMPS電路中使用的幾個主要組件的功能和關鍵性：

Cin 輸入大容量電容器和最小大容量電壓：

所示的大容量電容器Cin可以使用單個或幾個并聯電容器進行整合，可能通過使用電感器在它們兩端消除由于差模傳導而產生的噪聲。該電容器的值決定了最小大容量電壓的水平。

如果使用較低值的 Cin 來降低最小大容量電壓，可能會導致初級峰值電流升高，使開關 MOSFET 和變壓器過載。

相反，保持較大的值可能會導致MOSFET和trafo上的峰值電流更高，這也是不可接受的，因此應選擇圖中所示的合理值。

可以使用以下公式完成此操作：

此處 Vin（min） 表示最小交流輸入電壓的 RMS 值，約為 85 V RMS。

fLINE（min）表示上述RMS值的頻率，可以假設為47Hz。

參考上述等式，為了達到最低75V的體電壓值，在85%的效率下，Cin值將需要在126uF左右，在我們的原型中發現180uF就好了。

計算坦斯利夫車數比：

首先計算變壓器匝數，需要找出最有利的開關頻率。

雖然IC UC2842被指定為產生500kHz的最大頻率，但考慮到所有可行和效率相關參數，決定選擇并將器件設置為110kHz左右。

這使得設計在變壓器尺寸、EMI濾波器尺寸方面得到了合理的平衡，并且仍然將操作保持在可容忍的損耗范圍內。

術語Nps是指變壓器的初級，這可以根據所用驅動器MOSFET的額定值以及次級整流二極管規格的額定值來確定。

為了獲得最佳的MOSFET額定值，我們首先需要參考最大RMS電壓值（在本例中為265V輸入AC）計算峰值大容量電壓。因此，我們有：

為了簡單和成本效益，這款 650V 9 安培 smps 電路原型選擇了額定電壓為 65V 的 mosfet IRFB12N2A。

如果我們認為MOSFET漏極上的最大電壓應力約為其規格的80%，并將最大大容量輸入電源的30%作為允許的電壓尖峰，則最終的反射輸出電壓可以預期低于130V，如以下公式所示：

因此，對于12V輸出，最大初級/次級變壓器匝數比或NPS可以計算如下式所示：

在我們的設計中，納入了Nps = 10的匝數比。

該繞組的計算方式必須使其能夠產生略高于IC最小Vcc規格的電壓，以便IC能夠在最佳條件下工作，并在整個電路中保持穩定性。

輔助繞組Npa的計算公式如下：

變壓器中的輔助繞組用于偏置并向IC提供工作電源。

現在對于輸出二極管，其上的電壓應力可能相當于輸出電壓和反射的輸入電源，如下所示：

為了抵消由于“振鈴”現象引起的電壓尖峰，本設計中有必要使用額定阻斷電壓為60V或更高的肖特基二極管。

此外，為了遠離高壓電流尖峰因數，該反激式轉換器設計為與連續導通模式（CCM）配合使用。

計算最大占空比：

如上一段所述，一旦我們計算出變壓器的NPS，所需的最大占空比Dmax可以通過分配給基于CCM的轉換器的傳遞函數來計算，詳細信息如下：

變壓器電感和峰值電流

在我們討論的12V 2 A

smps電路中，變壓器磁化電感Lp是根據CCM參數確定的。在本例中，電感的選擇使得轉換器能夠以大約10%的負載進入CCM工作區，并使用最小的大容量電壓，以將輸出紋波保持在最低水平。