光伏逆變器前級往往需要先升壓，再進行逆變。低壓通過高頻升壓的主要目的是減小逆變器體積、提高功率密度、減小損耗，提高效率。但高頻同樣也面臨諸多問題，如電磁干擾嚴重，SPWM驅動信號易受到影響等問題。

隨之就引入了軟開關技術，在逆變的高壓側串聯電容，使電容和漏感構成串聯諧振回路，但串聯諧振頻率固定，如果諧振頻率遠大于開關頻率，就會降低電源輸出電壓，同時降低效率，如果諧振頻率小于開關頻率，無法實現軟開關，同時MOS管漏極產生較大的電壓尖峰，可能會導致MOS管失效。綜上，前級推挽選擇開環工作模式，使工作頻率固定，將PWM控制器（SG3525）占空比拉至最大，設置合適的死區時間，選擇合適的諧振參數，以實現軟開關，從而達到軟開關和高效率的目標。

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設計參數

鋰電池供電：

DC輸入電壓V_in：40~56V

DC輸出電壓V_out：270~380V

輸出功率P_out：1000W

效率：95%

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推挽電路建模分析

推挽電路工作原理不在這里贅述。由于輸入直流電壓，變壓器容易磁飽和，所以在設計時變壓器原邊兩個繞組的方向需要注意，必須保證一個工作周期內，磁特性工作在一、三象限，輸出的驅動信號為帶死區的互補PWM波，下面為SG3525的驅動波形，波形是將占空比拉至最大時，輸出帶死區的互補PWM波。

下面為推挽電路的功率級電路模型，為了使仿真更加接近實際情況，原邊MOS管并聯等效電容200pF（該電容值為MOS管輸出電容與PCB上寄生電容，通常取幾百pF。），輸入并聯20mF電容，該電容不影響仿真結果，加在這里目的是為了更加接近實際情況，避免設計時疏忽；變壓器采用4繞組變壓器（仿真時，開始選用3繞組變壓器，仿真結果錯誤，錯誤為高壓側諧振電流頻率與低壓側諧振頻率不相同，導致仿真中MOS管D極始終出現較大的尖峰，后來換用變壓器，設置合適的參數，問題基本解決，但由于該軟件沒有合適的變壓器，所以仿真結果不是特別理想）；高壓側采用諧振的最大優點就是消除原邊MOS的電壓尖峰（但是調試中比較麻煩，如果調試不好，很難達到理想效果，有可能適得其反）；二極管整流，二極管上會消耗較多的功率，導致二極管發熱嚴重，如果器件選型不合適，高壓側串聯諧振，很有可能會降低效率，但消除前級尖峰，會使機器變得更可靠。所以實際設計中會綜合各方面因數來考慮設計方案，不能一味的追求某項參數指標。功率電路模型如下：

功率級仿真波形：

情況1：諧振頻率等于開關頻率，仿真時長0.1s，步長100ns。

穩態波形

仿真中，MOS管關斷過程中有一個凹槽，出現這種情況的原因，還請大家發表自己見解，這里就不再展開。

0~0.1s整個過程波形

情況2：諧振頻率大于開關頻率，仿真時長0.1s，步長100ns。

穩態波形

0~0.1s整個過程波形

情況3：諧振頻率小于開關頻率，仿真時長0.1s，步長100ns。

穩態波形

上圖可以看出，該情況下，已經無法實現軟開關，所以MOS的D極出現了較大的電壓尖峰，此時已經失去了諧振的優勢。

0~0.1s整個過程波形

欠壓保護建模，模型如下：

當輸入超過設置門限電壓時，V_Protect輸出低電平，與PWM信號進行與運算，輸出驅動PWM為低電平，逆變器截止輸出。

假設輸入60V。運行結果如下：

上圖可以看出，輸出信號均截至，逆變器輸出禁止。

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結論

仿真分析得出結論：

高頻逆變器，若實現軟開關，同時提高逆變器效率，必須工作在頻率固定，占空比最大模式，只保留必要的死區時間時，才能達到較好的效果。若實現有效值為220V的逆變，前級推挽電路工作在開環模式，后級H橋通過SPWM波調制，調節占空比，實現穩定輸出。