如圖1所示,本文件介紹了使用來自MPS的可變非時控制器-HFC0300的飛背轉換器設計準則,該設計指南通過本應用說明所述的逐步設計程序,設計具有可變非時(或準時間固定)控制的飛背轉換器,非常簡單和直截了當。根據設計示例得出的實驗結果見最后部分。

Figure 1: Flyback Converter Using Variable Off-time Controller - HFC0300

HFC0300 Introduction

HFC0300是一個與高電壓當前源集成的可變脫時控制器。根據固定峰值電流技術,控制器隨著負荷變輕而降低頻率。因此,它提供了極好的輕負負荷效率,同時優化了其他負荷條件下的效率。當輸出功率低于給定水平時,控制器進入爆破模式,以進一步減少無負載或輕負載條件的電流損失。在伏特加封(UVLO)、超載保護(OLP)、超壓壓保護(OVP)、短路保護(SCP)和熱關機(TSD)下的內部Vcc公司都被納入IC,以盡量減少外部部件的計數。本文介紹了使用HFC0300的離線飛背轉換器的實際設計指南。本應用說明中引入了使用HFC0300的脫時控制飛背轉換器的逐步設計程序,主要包括變壓器設計、產出過濾設計和部件選擇。

Variable Off-Time Control Introduction

離時可變控制是飛回轉換器的可變頻率控制方案之一。 通過實施固定峰值當前模式控制, 開關的峰值是固定的( quasi- fixed開關在時間上) , 并且根據要求的輸出功率對非時間長度進行調控 。 在 MOSFET 使用時, 排氣流會增加 。 一旦排氣流達到內部固定峰值水平, MOSFET 就會關閉 。 反饋循環會根據輸出條件控制頻率或停機時間 。 因此, 當負載減少時, 關閉時間會延長, 轉機頻率也會減少 。 隨著光荷的頻率減少, 所有與頻率相關的損失( 開關驅動損失、 切換損失、 核心損失) 都會相應降低 , 自然地提高了效率 。

降低開關頻率肯定會迫使轉換器進入可聽區域。 為了防止變壓器機械共振,HFC0300將隨著負荷變輕逐漸降低峰值。

圖2顯示了在離時控制飛行回轉器中主開關的排水源電壓波,在MOSFET時間段,排水流線性增長,直到達到當前峰值水平。然后MOSFET關閉。飛后變壓器環的滲漏和寄生體能力導致泄漏,并造成高電壓峰值,這應該受到夾子電路的限制。當軍 費 Pin電壓達到 Comp 水平(feed back PIN)時,開關再次打開并開始一個新的轉換周期。

Figure 2: Key Waveforms of Off-Time Flyback Converter

Design Procedure

A. 預定的投入和產出規格

輸入 AC 電壓范圍: Va(分鐘), Va( 最大) (最大),例如90Vac~ 265Vac職 職 職 職

DC 公共汽車電壓范圍: V英寸( 最大), V(分鐘) (分鐘).

產出:五o, I , I , Io(min), Io(最大), Pout

估計效率:____________________,用于估算功率轉換效率,以計算最大輸入功率。一般而言,____________________按不同的輸出應用設定為0.8~0.9。

然后,最大輸入功率可以設定為:

$$P_{in} = frac {P_{out}}{η}$$

圖3顯示了典型的DC公共汽車電壓波形。in對于通用輸入條件,通常定為2μF/W。對于230V單范圍應用,能力可以是值的一半。

Figure 3: Input Voltage Waveform

從上面的波形, AC 輸入伏伏伏VAC電壓五伏DC可以是:

$$V_{DC}(V_{ac},t)=sqrt{2 times V_{ac}^2-frac{2 times P_{in}}{C_{in}}times t}$$

通過設置五AC=VDCT1,其中DC 公共汽車電壓達到其最低值V的T1DC(min)可計算為

$$V_{DC(min)}=V_{DC}(V_{a(分鐘)},T1)$$

然后,最低平均 DC輸入電壓V(分鐘) (分鐘)可以是:

$$V_{(分鐘) (分鐘)}=frac{sqrt{2}times V_{AC(min)}+V_{DC(min)}}{2}$$

DC 平均最大輸入電壓五英寸( 最大)可以是:

$$V_{英寸( 最大)}=sqrt{2} times V_{a( 最大) (最大)}$$

B. 確定啟動電路

圖3顯示了啟動電路。 當電源開通時, 2mA 內部電源從2mA 電源向C1到 R1 電源與 HV 針HFC0300連接。 一旦VCC 電壓達到11.7V, 內部高電壓電源(2mA) 關閉, IC 開始切換, 輔助通風將接管電力供應。 如果VCC 在輔助通風接管電力供應之前跌至8.2V, 開關站和內部高電源當前源再次打開, 從而給 VCC 外部電容器 C1 重新充電, 啟動另一個啟動程序(見圖4)。

Figure 4: The Startup Circuit with HFC0300

Figure 5: The Startup Waveform and VCC UVLO of HFC0300

C. 翻轉比率-N、初級MOSFET和二級糾正二極選擇

圖5顯示了在飛背轉換器中初級MOSFET和二級受精二極管的典型電壓波形。ds可以是等式(6):

$$V_{ds}=frac {V英寸( 最大)+Ntimes(V_{out}+V_F)+60V}{k}$$

k 是通常被選為0.9. V 的折舊系數。F是整形二極管的前方電壓,這里假定有60V加注電壓。

二級校正二元電壓五級ka可按等式(7)估算:

$$V_{ka}=frac {frac{V英寸( 最大)}{N}+V_{out}}{k}$$

k 是通常被選為0.9的降級系數。

Figure 6: Voltage Stress of Primary MOSFET and Secondary Rectifier Diode

從方程(6)和(7)中,可以計算和在圖6中顯示初等MOSFET和二級整流二極體相對于旋轉拉皮歐N的電壓等級。

例如,在90Vac~265Vac輸入中,選用19V 輸出適配器應用、650V MOSFET和100V 校正二極管來提高性能。

Figure 7: Voltage Stress Rating of Primary MOSFET and Secondary Rectifier Diode

D. 目前的思維抵抗力

目前的最高電壓水平內部定為0.5V,因此,當前感應阻力設定了主要的側峰值,這也決定了轉換器的操作模式,例如CCM、BCM或DCM。如果電力供應設計在BCM低線輸入下運行,則在DCM運行,高線和相同的負荷條件。磁化導管電流(反映于主面)和主流MOSFET的排氣源電壓顯示為圖8。

Figure 8: Inductor Current and Voltage of Primary MOSFET at Different Line

二次電流的時間長度可以作為等式(8)。

$$T_{second}=frac {L_m times I_{峰頂峰}}{N times V_O}$$

地點Lm主要是磁磁化導引,I峰頂峰主要峰值為主要峰值。 從 I 開始峰頂峰在不同的輸入和相同的輸出條件下總是相同,所以二次流的時間長度相同。轉換期可以用方程式(9)計算。

$$T=frac{N times I_{峰頂峰} times T_{second}}{2 times I_o}$$

從(9)開始,切換期在不同輸入和輸出條件相同的情況下也保持相同。由于輸入電壓增加后主要側切換時間會減少,因此輸入電壓越高,輸入電壓就越高,輸入電壓將進入的DCM模式就越深。通常,參數應該設計在最低輸入條件下,以保證轉換器在最小輸入條件下能夠提供所需的輸出力。

由于N已經選定,因此如果電力供應的設計是按邊界當前模式在低線下運行,則峰值洋流可以很容易地作為方程(10)計算。

$$I_{峰頂峰_BCM}=frac{2I_o}{1-D}$$

如果D是轉換的值比,它可以作為等式(11)獲得。

$$D=frac {(V_o+V_F)times N}{V_{in}+(V_o+V_F)times N}$$

如果當前感應阻力器設定的峰頂海流大于我頂峰_BCM相反,如果當前感應阻力器設定的峰值電流低于我,則電源供應將進入DCM。頂峰_BCM電力供應將進入CCM,圖9。 在這里,我們定義K深度深度作為《集束彈藥公約》的深度。

$$K_{深度深度}=frac{I_{山谷谷}}{I_{峰頂峰}}$$

Figure 9: Primary Current at CCM

因此峰值海流可以作為方程( 13) 。

$$I_{峰頂峰}=frac {2I_o}{(1-D)times(1+K_{深度深度})times N}$$

通常,對于40W以下的功率水平,優先選擇BCM(邊界當前模式),但40W以下的功率水平低于40W。 當功率水平高于40W時,選擇CCM(連續當前模式)。 發電量越高,應采用更深的CCM,以提高效率和全載熱性能。例如,對于90W電力供應,可以為K選擇0.5。深度深度.

因此,當提供電力供應 SPEC 時,我們需要首先確定轉換器操作模式, 即確定 K深度深度. I峰頂峰和I山谷谷可以通過等式(10)至(13)計算。而目前的感應阻力可以通過等式(14)選擇。

$$R_{sense}=frac{V_{峰頂峰}}{I_{峰頂峰}}$$

地點五峰頂峰即當前抗體的峰值電壓閾值,HFC0300為0.5V常數。 具有適當功率評級的當前抗體應根據方程式中給出的功率損失來選擇(15)。

$$P_{sense}=[(frac{I_{峰頂峰}+I_{山谷谷}}{2})^2+frac{1}{12}(I_{峰頂峰}-I_{山谷谷})^2]times D times R_{sense}$$

E. 初級部分

飛回轉換器能夠提供的能量與主要引力Lm儲存的能量有關,分別見《集束彈藥公約》和《集束彈藥公約》的方程(16)和方程(17)。

$$frac {1}{2} times L_m times (I_{峰頂峰}^2 - I_{山谷谷}^2) times f_s = frac {p_{o_CCM}}{η}$$ $$frac {1}{2} times L_m times I_{峰頂峰}^2 times f_s = frac {p_{o_CCM}}{η}$$

為了調控輸出的輸出功率,我們可以調整峰值當前值(常規峰值當前模式控制)和/或調整調換頻率。 HFC0300通過調整調換頻率調節輸出功率,同時保持峰值當前值不變。因此,一旦選擇峰值當前值,反饋環將自動設定調換頻率,以獲得所需的輸出功率。

從我開始峰頂峰和I山谷谷設計程序開始時已經確定, 如果選擇 fs, 可以計算 Lm 。 提供良好的 EMI 性能, 最大頻率為65kHz 通常是一個好的選擇, 因為第二調(2*65kHz) 上進行的 EMI 噪音尚未測試( 進行 EMI 頻率范圍: 150kHz~ 30MHz) 。

如D節所述,切換頻率在不同輸入線電壓和相同輸出功率上保持理想的同一頻率。實際上,實際電路略有不同。由于由于臨界值不變,由于不可避免的傳播延遲,高輸入量的峰值電流將略高于低輸入量,因此,切換頻率將在低線和滿載條件下達到最大值。因此,我們通常選擇65kHz作為低線和滿載的頻率。因此,所有計算都以最低線計算。

F. C 設計軍 費OLP 和 OLP 函數

最大頻率由電容器C的電荷末端設定。軍 費如圖10所示,該電容器在主側開關(約0.6us)開關(約0.6us)后不久就用恒定電源充電,其電壓與反饋循環(見圖10)的COMP電壓進行比較(見圖10),當電容器電壓達到臨界值時,電容器迅速排出至0V,并開始一個新時期。為使軍 費針的電壓完全排出,電壓在內部大約為0.6微秒。軍 費因此,調換頻率受反饋循環管制,如VCO(電壓控制振動),與軍 費針連接的電能是方程式(18)。

$$C_{軍 費} = frac {28uA times (frac {1}{f_{max}}+0.6us)}{0.88V}$$

峰值是連接軍 費針的電容器設定的最大頻率。

Figure 10: VCO (Voltage Controlled Oscillation) Operation

Figure 11: COMP Voltage adjusts the Switching Frequency

如上一節所述,切換頻率在低線和滿載時達到最大值。我們將此頻率定義為 fs( 這里選擇了 65kHz) 。我們設定了最大頻率( f) 。max當頻率達到C設定的最大頻率時,頻率會隨著輸出功率的增加而增加。軍 費,由于權力限制,產出電壓無法維持,因此,COMP是飽和的,低于OLP(超載保護)閾值(0.85V)。

在HFC0300中,對超載保護(OLP)采用了獨特的數字計時器方法。當 Comp 低于 0.85V(被視為誤標)時,計時器開始計時。如果去除誤標,計時器將重新計時器。如果計時器在計時器數達到6000時溢出,將觸發。當電力供應在啟動或裝載過渡階段時,這個計時器將避免觸發 OLP 功能。因此,在啟動時,輸出電壓應設定在少于 6000 個切換周期內。

責任編輯：彭菁