• 布線分析

開關轉換發生在導通(開關閉合)到關斷(開關斷開)瞬間，其持續時間一般小于100ns，但絕大多數問題都發生在該時段。噪聲與變換器的基本開關頻率沒有很大關系，多數噪聲及其他相關問題都發生在轉換瞬間。而且開關轉換時間越短，產生的問題越多。

作為設計師首先應了解變換器主電路電流的流向，從而識別出 PCB 中有麻煩的或關鍵的走線，必須特別注意這些走線的布線。該走線的判定隨拓撲結構的不同也不同。因此，不能用設計buck電路PCB的方法來設計 buck-boost 電路PCB。其規律有很大差別。

• 布線要點

1、在開關轉換期間某些走線的電流會瞬間停止，而另外一些走線電流同時瞬間導通（均在開關轉換時間100ns之內發生）。這些走線被認為是開關調整器PCB布線的“關鍵走線”。每個開關轉換瞬間，這些走線中都產生很高的dl/dt。如圖1所示，整個線路混雜著不少的電壓尖峰，這是由于寄生電感的存在導致的。根據經驗，每英寸走線的寄生電感約為 20nH。

圖1

2、噪聲尖峰一旦產生，不僅會傳遞到輸入/輸出端（影響電源性能），而且會滲透到IC控制單元，使控制功能失穩失常，甚至使控制的限流功能失效，導致開關元件損壞。

3、MOSFET比BJT（俗稱三極管）轉換速度更高。MOSFET的開關轉換時間一般為10ns ~ 50ns，而BJT一般為100ns~150ns。由于它們在其PCB關鍵走線中產生更高的dI/dt，采用MOSFET開關的變換器將產生更惡劣的“尖峰”。

注意：對1英寸的銅走線開關，在30ns 的開關轉換時間流過1A的瞬態電流，將產生0.7V的尖峰電壓。若是3A的瞬態電流流過2英寸銅走線，將產生近4V的尖峰電壓。

噪聲尖峰幾乎是觀察不到的。首先，各種寄生參數一定程度上幫助吸收尖峰噪聲。其次,用示波器探頭觀察時，探頭自身 10pF~20pF的電容也能吸收該類尖峰，從而看不到任何顯著信息。另外，探頭感應了太多空氣傳播的開關噪聲，使觀察者難以確定所看到的到底是什么。

4、所有集成IC的開關均與其控制部分封裝在一起。這樣雖然應用方便且價格便宜，但是通常這樣的IC對走線寄生電感所產生的噪聲更敏感。這是因為其功率級開關節點（即連接二極管、開關管和電感的節點）僅是該IC本身的輸出引腳，該引腳將開關節點產生的高頻噪聲直接傳遞到控制部分，導致控制失常。

5、注意在調試時，如圖1所示，不應在關鍵走線的某處使用一段軟線接入電流探頭，因為該電流環路將形成一個附加電感，使噪聲尖峰急劇增高。因此，單獨測出開關電流或者二極管電流幾乎是不可能。這種情況下，只能測量出電感電流波形。

6、注意buck和buck-boost電路輸入電容也處于關鍵路徑中。這意味著在這些拓撲中，功率級需要有良好的輸入去耦裝置。因此，除了功率級所需的大容量電容（通常是大容量鉭電容或鋁電解電容）外，還應在開關的“靜默”端（電源側）與最靠近開關的地端之間接入一小容量陶瓷電容（約0.1μF~1μF）。

7、圖1未畫出控制部分。控制電路本身需要良好的解耦裝置。為此，需在緊臨IC的地方接人一個小容量陶瓷電容。

8、有時，控制IC可能需要更有效的解耦裝置，用一連接輸人電源高端的小電阻(通常10Ω~22Ω)與陶瓷電容串聯接于IC的輸人與地腳之間，從而構成了IC電源的小型“RC濾波器”。

9、對所有拓撲，電感均不處于關鍵路徑，因此不必過多擔心它的布線，但要考慮電感產生的電磁場，它會影響附近的電路及敏感走線。因此一般情況下，若成本允許最好使用“屏蔽電感”以解決上述問題。若條件不允許，應將其置于遠離 IC處，特別要遠離反饋走線。

10、從圖1可見，對boost和buck-boost 電路，輸出電容處于關鍵路徑。因此該電容和二極管應盡量靠近控制IC。在該電容兩端并聯一陶瓷電容是有利的，但要求它不會引起環路不穩定。

對于buck電路，應注意雖然要求輸出二極管盡量靠近IC/開關，但對輸出電容沒有嚴格要求(由于電感的存在使得該路徑電流平滑)。若用一陶瓷電容與輸出電容并聯則只是為進一步降低輸出高頻噪聲和輸出紋波。但該做法不可靠，特別對電壓控制模式，當輸出電容等效串聯電阻(ESR)值變得太小(小于100mΩ)時，可能造成環路嚴重不穩定。

11、對于所有拓撲，二極管均處于關鍵路徑。二極管連接開關節點，并通過節點直接連接到開關IC內部。對于開關IC，當buck變換器布線造成二極管離IC距離太遠時，可通過在開關節點與地之間（跨過二極管，靠近IC）并聯一小型 RC緩沖器來進行后級調整。該RC緩沖電路由一個10~100Ω電阻(最好為低感型)與一個約470pF ~ 2.2nF的電容（最好為陶瓷電容）串聯組成。注意電阻功耗為CVin^2f。這樣不僅電阻瓦數應選合適，電容容值也不能隨意增加，以避免效率損失太多。

12、長度為l、直徑為d的導線電感值可由以下近似公式計算

l和d單位均為cm。

PCB走線電感計算公式與導線電感公式區別不大，可用下式計算

其中ω為走線寬度。注意PCB走線電感基本與敷銅厚度無關。從以上對數關系可以看出，若 PCB走線長度減少一半，則其電感也減少一半。但走線寬度必須增加10倍才使其電感減少一半。即僅增加走線寬度用處不大，要減少電感應使走線盡量短。

13、“過孔”電感由以下公式計算

式中h為過孔深度，單位為mm（其等于板厚，一般為1.4mm~16mm），d為過孔直徑，單位為mm。這樣，16mm厚的板，直徑為0.4mm的過孔電感為1.2nH。雖然不大，但實際證明它也影響開關IC工作，特別是在使用MOSFET時。因此必須使用一輸入陶瓷電容為IC解耦，一定要注意該電容應盡可能靠近IC引腳與PCB連接處，并且在該電容與IC引腳焊點之間不能有過孔連接。

14、增加某些走線寬度對電路工作可能是不利的。例如，對正輸入——正輸出buck變換器，從開關節點到二極管的走線是“熱”（電壓變動的）的。任何帶有變動電壓的導體，不管它流過電流的大小，只要其尺寸足夠大就會形成E型天線。因此應該減少開關節點處的走線面積。唯一允許大面積敷銅的電壓節點是接地點或外殼接地點。其他走線（包括輸人電源母線）都可能因寄生高頻噪聲而產生嚴重輻射效應。

15、1oz板是指板敷銅厚度為 1.4mil（或35μm）。類似地2oz是指前面的兩倍厚度。對1oz板，在中等溫升（低于30℃）電流低于5A的場合最小敷銅寬度為12mil/A。而對2oz板，敷銅寬度至少為7mil/A。這個經驗規則僅基于走線的直流電阻。若要減小其感性阻抗和交流電阻，則需要更大的敷銅寬度。

16、已知減小走線電感的最好方法是減小長度，而不是增加寬度。超過某一定限度后再加寬走線并不能顯著減小電感。同樣，使用1oz或2oz板對電感也無明顯影響，也不在于走線是否加“鍍層”（給走線鍍焊/銅,從而增加有效導線截面）。因此，若由于某些原因，走線長度不能進一步減少，則可以通過將電流前向和返回走線并行的方法來減小電感。

電感之所以出現是因為它們存儲了磁能量。該能量存在于磁場中。反過來講，若磁場消失，則電感也隨之消失。通過將兩條電流走線平行布置，流過它們的電流大小相等而方向相反，從而使磁場大大削弱。這兩條平行走線在PCB的同一面上時，要靠得非常近。若使用雙面PCB，最好的辦法是將兩條平行走線置于板子兩面（或相鄰層）的相對位置。為加強互耦以消去磁場，這些走線應盡量寬些。

17、對大功率離線反激變換器，二次側走線的電感會反射到一次側，從而極大地增加了一次等效漏感，使效率降低。當要應付較大RMS電流，需并聯多個輸出電容時，上述情況將更嚴重。但仍可利用消去磁場的方法來減小電感。具體做法如圖2所示。在輸出二極管布線之后設置兩塊銅面。其中一塊為地，另外一塊為輸出正端。利用兩塊并行銅面承載前向和返回電流，基本上可消除通路電感，形成所需的良好的高頻續流路徑。這種簡便的方法對輸出電容均流非常有利。

圖2

18、對單面板，保證若干并聯輸出電容均流的常用方法如圖3所示。雖然不能使電感減到最小，但它確能保證下游的第一個電容不會由于電流路徑過長而不均流。注意右圖的布線，所示三條路徑從二極管經過每個電容的路徑總長基本相等，從而產生更精確的均流。

圖3

19、對多層板，通常做法是將全部一層作為地。已知每個信號都有回路，隨著諧波增高，其返回電流將不是沿著直流電阻最小的那條路徑（直線），而是沿著地對應電感最小的路徑甚至是“之”字形路徑。因此通過設置一層地，就能給返回電流提供阻抗最小（直流電阻最小還是感抗最小，這取決于諧波頻率）的路徑。地還能幫助處理一些熱問題，如將熱量傳遞到另外一方。地還能容性地吸收其上層走線的噪聲，從而一定程度減少噪聲和電磁干擾。但若不小心也會造成輻射，這種情況可能在耦合了太多走線噪聲時發生。地吸收了噪聲就會受到影響，特別是銅皮很薄時情況更嚴重。

20、通常認為最重要的信號走線是反饋走線。若這條走線吸收了噪聲（容性的或感性的），就會使輸出電壓產生些許偏移——極端情況（較少見）甚至造成不穩定或器件損壞。應使反饋走線盡量短，并遠離噪聲或磁場源（開關、二極管和電感）干擾。絕不能將反饋走線置于電感、開關或二極管下方（即使是 PCB的另外一面的下方），也不能讓它靠近或平行噪聲走線超過2mm~3mm，即使PCB的臨近層也要這樣考慮。

有地處于中間層時，應在層間提供足夠的屏蔽保護。有時使反饋走線很短是不現實的，應認識到使走線盡量短并非第一位的要求。事實上，經常會有意識地將它布得長一些，以便使這些走線避開潛在的噪聲源。也可小心設計，使部分反饋走線穿過地沒有返回電流流過的部分，這將使得它免受干擾。