一個離散放大器和一些外部增益設置電阻器可以用來增加電流感測電阻器上的電壓。雖然這種離散的解決方案可能是成本效益高，但由于外部組件的有限匹配，它們不能提供高精度。使用高精度電阻網(wǎng)絡的嘗試可以抵消使用簡單離散解決方案可能帶來的成本節(jié)約。

電阻電流傳感的離散實現(xiàn)

在一個上一篇文章，我們討論了基于運算放大器的非逆變結構可用于通過低側電流檢測電阻器來檢測和提高電壓。非逆變配置具有單端輸入，并感測其相對于地的輸入電壓。這就是為什么我們不能在高側感應配置中使用這個放大器。

另一方面，經(jīng)典差分放大器具有差分輸入。由于它感測并聯(lián)電阻上的電壓降，而不是節(jié)點對地的電壓，因此它可用于低壓側和高壓側電流感應應用，如中所示圖1

在這篇文章中，我們將討論使用差分放大器時可能影響精度的兩個重要誤差源。

圖1在（a）低壓側和（b）高壓側電流感應中使用差分放大器。

共模抑制比：一個關鍵特性

共模抑制比是差分輸入放大器抑制兩個輸入共用信號的能力。放大器的傳遞函數(shù)可以表示為：

vout=Admvd+Acmvcvout=Admvd+Acmvc

方程式1

其中（A{dm}）和（v5vgeo944t）分別是放大器的差模增益和放大器輸入處的差分信號。類似地，（A{cm}）和（v{c}）是應用于放大器的共模增益和共模信號。根據(jù) 方程式1 ，出現(xiàn)在放大器輸出端的電壓是輸入共模值的函數(shù)。在 圖1（b） ，我們理想地期望輸出是差分信號V的函數(shù)分流器. 然而，實際上，輸出也是電源電壓V的函數(shù)供給 .

當我們改變V供給，放大器輸入端的共模信號，因此，放大器的輸出電壓發(fā)生變化。即使我們保持V分流器不變的。為了減少這種非理想效應，我們需要使共模增益A厘米遠小于差模增益Adm公司. 共模抑制比（CMRR）定義為差分增益除以共模增益，它規(guī)定了放大器在放大差分信號時抑制共模信號的能力。

離散實現(xiàn)的CMRR較低

考慮中所示的差分放大器圖2 .

圖2

對于理想運算放大器，差分放大器的傳遞函數(shù)由以下公式給出：

vout=R4R1×R1+R2R3+R4×vA?R2R1×vBvout=R4R1×R1+R2R3+R4×vA?R2R1×vB

For R2R1=R4R3R2R1=R4R3, we have:

vout=R2R1(vA?vB)vout=R2R1(vA?vB)

方程式2

該方程表明，任何共模電壓都將被放大器完全抑制，即當vA=vBvA=vB時，我們得到vout=0vout=0。然而，在實踐中，差分放大器的共模抑制將受到限制，因為比率r2r2r1不完全等于R4R3R4R3.它可以顯示出來差分放大器的共模抑制比由下式給出：

CMRR?Ad14tCMRR?Ad14t

方程式3

式中（A5vgeo944t）是差分放大器的差分增益，其等于（frac{R{2}}{R}{1}}}）；t是電阻公差。例如，當微分增益為1和0.1%電阻器時，我們有：

CMRR?Ad+14t=1+14×0.001=500CMRR?Ad+14t=1+14×0.001=500

用dB表示這個值，我們得到一個大約54 dB的CMRR。請注意方程式3在假設運算放大器是理想的且具有很高的共模抑制比的前提下推導出來的。如果運算放大器的CMRR不遠大于從方程3得到的值，我們需要使用更復雜的方程 .

集成解決方案可導致較高的CMRR

因此，即使有一個理想的運算放大器，差分放大器的共模抑制比也相對較低，并且受到增益設置電阻匹配的限制。

為了解決這個問題，我們可以使用一組匹配的電阻網(wǎng)絡，例如 LT5400型. LT5400是一個四電阻網(wǎng)絡，匹配率為0.005%，可用于創(chuàng)建具有高共模抑制比的差分放大器，如中所示 圖3 . 使用匹配的電阻網(wǎng)絡，一個約80分貝的共模抑制比應該是可以實現(xiàn)的。

圖3電阻陣列可以用來制造具有極高共模抑制比的差分放大器。圖片由線性技術.

一個離散放大器和一些外部增益設置電阻可以被認為是一個低成本的電流測量解決方案。然而，正如你所見，增益設置電阻的匹配決定了放大器的共模抑制比。嘗試使用一個單獨的高精度電阻網(wǎng)絡可以抵消使用一個簡單的差分放大器可以節(jié)省的成本。

我們可以使用完全單片的解決方案，如AMP03從模擬設備集成激光微調電阻到精密運算放大器封裝，以實現(xiàn)電阻之間的高匹配。這種集成解決方案可以獲得大于100db的CMRR。

另一個錯誤來源：增益設定電阻的溫度漂移

增益設定電阻的溫度漂移是影響測量精度的另一個因素。如上所述，增益設置電阻的公差決定了放大器在室溫下的初始精度。然而，為了使電阻比保持恒定，電阻器在工作溫度范圍內應表現(xiàn)出類似的行為。

讓我們考慮一下如何產(chǎn)生溫度漂移的例子。假設電阻值方程式2are R1=5 kΩ and R2=100 kΩ. 此外，假設電阻器的溫度系數(shù)為±50 ppm/°C，環(huán)境溫度可比參考溫度（室溫）高100°C。

微分增益的最大值和最小值是多少？

高于參考溫度的100°C溫升可使±50 ppm/°C電阻器的值變化±0.5%。因此，最大微分增益由下式得出：

Adm,max=R2,maxR1,min=100×(1+0.005)5×(1?0.005)=20.20Adm,max=R2,maxR1,min=100×(1+0.005)5×(1?0.005)=20.20

最小增益通過以下方式獲得：

Adm,max=R2,minR1,max=100×(1?0.005)5×(1+0.005)=19.80Adm,max=R2,minR1,max=100×(1?0.005)5×(1+0.005)=19.80

注意，電阻器可能朝相反方向漂移。在這個例子中，1%的增益誤差是由漂移效應引起的，因為我們假設電阻在室溫下有其標稱值。

有趣的是，與匹配的電阻網(wǎng)絡，如 LT5400型或者是一個完全單片的電流檢測解決方案，集成電阻可以表現(xiàn)出幾乎完美的匹配，這兩個初始誤差和溫度漂移。如中所示圖5 .

圖5圖片由威世半導體.

在本圖中，橙色線規(guī)定了溫度從基準溫度（20°C）向任一方向變化時單個±50 ppm/°C電阻器值變化的限值。紅色曲線表示匹配電阻陣列的四個集成電阻器的溫度行為。

當來自匹配電阻網(wǎng)絡的單個電阻器的溫度系數(shù)為±50ppm/°C時，四個集成電阻器的溫度行為非常匹配。隨著溫度的變化，電阻值互相跟蹤。這些匹配的電阻允許我們保持放大器增益在工作溫度范圍內相對恒定。

結論

一個離散放大器和一些外部增益設置電阻器可以用來增加電流感測電阻器上的電壓。雖然這種離散的解決方案可能是成本效益高，但由于外部組件的有限匹配，它們不能提供高精度。

增益設定電阻的匹配決定了放大器的共模抑制比。為了獲得高的共模抑制比，需要使電阻的初始誤差和溫度漂移達到近乎完美的匹配。

這就是為什么在CMRR方面，集成解決方案可以輕松擊敗離散實現(xiàn)。請注意，嘗試使用單獨的高精度電阻網(wǎng)絡可以抵消使用簡單離散解決方案可能帶來的成本節(jié)約。