選型無源混頻器的時候，發現變頻損耗一般都大于6dB，為什么做不到更小？

我印象中，在看混頻器資料的時候，說混頻器的變頻損耗的理論值是3.9dB，但是沒有去深究過到底是為啥。

小伙伴這個問題提出來了，然后我覺得，這個問題查查資料，應該能得出答案。

于是，我就開始看資料了。

但是，理想豐滿，現實骨感，發現自己看了接近一上午，并沒有搞懂。

寫出來，讓大家一起來看看。

如果混頻器是無源混頻器的話，比如二極管混頻器時，其總的變頻損耗是由多個損耗因素組成的，如下圖所示。

理想情況下，混頻器只產生上邊帶和下邊帶，所以與輸入信號相比，會有3dB的損耗。

輸入和輸出的變壓器，會在兩個邊帶上疊加上0.75dB的損耗。

因為二極管的級聯電阻Rs，所以還會有二極管損耗。

根據下式，對二極管損耗進行計算：

假定Rs=8 ohm，那么Diode Loss=0.5dB，所以混頻器的總的變頻損耗為：

章節中，還有一些其他的內容，也還是有知識盲點，沒有弄懂。從上下文看，上面的這個例子，是針對雙平衡混頻器的。

接著，我又打開另外一篇文獻，即文獻[2]。

發現，不但沒能解決文獻[1]中的知識盲點，反而更迷糊了。文獻中，完全又是另外一種思路。

文中，詳細推導變頻損耗的過程是基于單端混頻器的。所謂單端混頻器，如下圖所示，RF輸入和LO輸入，通過耦合器或者濾波器，同時輸入至傳輸線，而該傳輸線的另一端是一個二極管。

如上圖所示的模型，因為結電容和封裝寄生參數的影響，源電阻變為Z0.

本振信號，使得二極管，在接近一半的周期內導通，另一半周期不導通。所以二極管的反射系數，隨著時間，周期變化。

然后文獻中，基于二極管的I/V曲線，推導出二極管的電導，又根據電導推導出反射系數，然后根據反射系數推導出反射電壓，然后就得到變頻效率，進而得到變頻損耗為：

審核編輯：劉清