引言：在開關電源中，開關管周期性的通斷會產生周期性的電流突變(di/dt)和電壓突變(dv/dt)，周期性的電流變化和電壓變化則會導致電磁干擾的產生。

1.電感的頻率特性

圖13-1所示為Buck電路的電流變化，在Buck電路中上管電流和下管電流是突變的，這些突變電流導致了電磁干擾的產生。

圖13-1：Buck電路電流變化

圖13-2為Buck上管電流的頻域分析圖，電磁干擾出現在基波及其諧波頻率處，這個噪聲是開關電源特性所致，它的產生是無法避免的，因此需要π型濾波器對此干擾進行抑制。

圖13-2：Buck上管電流的頻域分析

2.π型濾波器設計

圖13-3為典型傳導EMI測試架構，
DUT為待測設備，LISN主要用來隔離測試中電網可能導致的高頻干擾，從而使得EMI測量到DUT產生的真正EMI干擾。π型濾波器由濾波電感L，濾波電容Cf和阻尼電容Cd組成，Cin是DCDC的輸入電容。π型濾波器是用來過濾DUT產生的EMI，以阻止DUT對電網的電磁干擾。

圖13-3：典型π型濾波器原理圖

3.π型濾波器設計步驟

計算衰減倍數

在設計π型濾波器時，首先要確定衰減量Att(dB)，如果已經測過沒加π型濾波器的傳導EMI，只需用基波處最大干擾值Vnoise減去相應頻率EMI標準允許的最大dBuV噪聲Vmax即可。

如果沒有測過沒加π型濾波器的傳導EMI，可以通過以下公式對衰減量進行估算。以下公式通過對開關電流進行傅里葉分解，得到預估的基波干擾量，然后再減去相應頻率EMI標準允許的最大dBuV噪聲max，得到預估衰減量。

其中：

1#：Vmax是EMI標準允許的最大dBuV噪聲

2#：Cin是已有輸入電容

3#：D是占空比，I是輸出電流

4#：fs是開關頻率

選擇濾波電感感值

電感L取值通常在1uH到10uH之間，可以根據情況進行電感值的選取，如果用于大電流應用中，可選取小電感來減小損耗。

計算濾波電容CF容值

電容C_fa值用于確保EMI濾波器的諧振頻率至少低于十分之一開關頻率，C_fb值用于確保EMI濾波器有足夠的衰減量，選取C_fa和C_fb中更大的值作為濾波電容Cf容值。

計算阻尼電容Cd的容值

濾波電感L和濾波電容C_f組成的LC濾波器對傳導噪聲進行有效的抑制，同時濾波電感L和輸入電容Cin也組成了一個LC濾波電路。這個LC濾波電路的輸出阻抗(即π型濾波器在VIN點的阻抗)必須足夠小，才能使π型濾波器不會明顯影響開關電源的環路增益。LCR電路的Q值為：

要使π型濾波器對開關電源的環路增益盡可能小，則需增加阻尼電容Cd和ESRd來降低LC的Q值。圖13-4展示了不同Cd值對應的增益曲線，從中可以看出增加Cd可以使Q值減小，圖13-5展示了不同ESR值對應的增益曲線，從中可以看出ESR的增加可以使Q值減小。

圖13-4：LC濾波中電容Cd對Q值的影響

圖13-5：LC濾波中電容Cd的ESR取值對Q值的影響

對于Cd和ESRd值按照以下公式進行取值：

阻尼電容d一般建議使用有較大等效串聯電阻(ESR)的電解電容，除上述原因之外，Cd的ESR可避免DCDC輸入產生振蕩。(傳送門：DC-DC-10：滯回反饋控制模式)DCDC在輸入電壓增加的時候，輸入電流是減小的，因此可以等效為負阻抗電路。一個負阻抗電路與LC濾波器是十分容易振蕩的，因此需要Cd有一定的ESR來避免輸入產生振蕩。

4.π型濾波器應用實例

圖13-6所示是在車載導航產品上無π型濾波器的傳導測試結果,
傳導干擾超標主要在開關頻率(fsw=850kHz)及其諧波頻率處，由于傳導EMI超標，需要使用π型濾波器進行優化。

圖13-6：無π型濾波器的傳導測試結果

開關頻率為850KHz，輸入為12V，輸出為5V-3A，輸入電容為20uF。EN55032在基波處的限制為45dBuV。已知量為：D=41.67%、fs=850kHz、Cin=20uF、I=3A、Vmax=45dBuV。以下為π型濾波器計算步驟：

計算衰減倍數

由圖13-6可知基波的干擾最大值為90dBuV，目標通過π型濾波器將干擾降為Vmax=45dBuV，因此衰減倍數為：

選擇濾波電感感值

為減少電感帶來效率損耗，選取L=1.5uH。

計算濾波電容Cf容值

取Cf=4.7uF

計算衰減電容Cd容值

此處選用Cd=100uF，選用具有較大ESR的電解電容。

圖13-7為使用上述參數的π型濾波器的仿真結果，可以看出在開關頻率處，π型濾波器對干擾信號有高于40db的抑制效果。

圖13-7：π型濾波器增益曲線仿真

圖13-8為使用上述參數的π型濾波器的實際測試結果，可以看出π型濾波器對傳導干擾有明顯的改善效果。

圖13-8：SCT2450加π型濾波器后的傳導測試結果