引言：高性能的單(多)輸出同步升壓轉換器控制器，驅動兩個N通道功率MOSFET，同步整流提高效率，減少功率損耗，減輕散熱需求，簡化了高功率的應用。

1. 使用結構

如圖4-1所示是一個單相單輸出的外部電源開關同步升壓器的使用圖，頂部柵極驅動器和底部柵極驅動器分別驅動同步MOS和開關MOS。這樣的結構帶來的好處就是輸出電流可以做到很大，外置MOS使得散熱非常好，控制器基本不發熱，當選用MOS的Rdson越小，整個電源效率越高，熱耗越小，散熱也只需要對MOS進行處理，缺點就是整個供電模塊體積會變大，Layout要求也比較高。(傳送門：DC-DC-3：升壓型的工作原理)

圖4-1：單相單輸出

圖4-2：分支電流波形

TG：Top Gate Driver Output，頂部柵極驅動器輸出。這是浮動驅動器的輸出，其電壓擺動等于INTVCC疊加在開關節點電壓上。

BG：Bottom Gate Driver Output，該引腳驅動GND和INTVCC之間的底部N溝道MOSFET的柵極。

SW：電感器的開關節點連接，該引腳的電壓擺動是從低于接地的肖特基二極管(外部)電壓降到VIN。

INTVCC：內部調節器輸出，作為上管VGS的增量電壓，需要使用較大容值(最低2.2uF)的低ESR鉭或陶瓷電容器將此引腳與GND解耦，且注意Boot電容的值。(傳送門：DC-DC-19：如何設計Buck變換中的自舉電路)

SS：控制器的輸出電壓Vout的啟動由SS引腳上的電壓控制，允許SS引腳連接外部電容器到SGND用于編程軟啟動。一個內部uA級別上拉電流為這個電容充電，在SS引腳上產生一個電壓斜坡，當SS電壓從0V線性上升到Vref(甚至超過INTVCC)時，輸出電壓平穩地上升到其最終值。(傳送門：SCD-19：RC時間常數的計算和使用要點)

2.關鍵參數

1：Vin、Vout

2：最大開關頻率f

3：最大輸出電流Iout

4：HG(TG)和LG(BG)上升時間、下降時間

5：HG(TG)和LG(BG)的啟動電平和驅動電流

6：最短開啟時間傳送門(Power-3：如何感測外置開關的電源控制器輸出電流)

3.設計考慮項

控制器必須選擇兩個外部功率MOSFET：一個N通道MOSFET為底部(主)開關，一個N通道MOSFET為頂部(同步)開關。

峰值到峰值的驅動電平由INTVCC電壓設置，在啟動時此電壓通常為5V，因此在大多數應用程序中必須使用邏輯級閾值MOSFET。唯一的例外是，如果預期輸入電壓較低(VIN<5V)，則應使用子邏輯電平閾值MOSFET(VGSth<3V)，同時也要注意MOSFET的VDSS規格，大多數邏輯級的MOSFET被限制在30V或更小。

功率MOSFET的選擇標準包括Rdson、米勒電容、輸入電壓和最大輸出電流，米勒電容可以從MOSFET制造商的數據表上通常提供的柵極電荷曲線近似。當控制器在連續模式下運行時，頂部(Main
Switch duty cycle)和底部(Synchronous Switch duty cycle)MOSFET的占空比為：

如果最大輸出電流為Ioutmax，則最大輸出電流下的MOSFET功耗為：

如果是雙相輸出，則每相占總輸出電流的一半，則在最大輸出電流下，每個通道的MOSFET功率耗散情況為：

其中，d為RDS(ON)的溫度依賴性(約為1Ω)。常數k是由反向恢復電流造成的損失，它與柵極驅動電流成反比，其經驗值為1.7。

兩個MOSFET都有I2R損失，而底部的NMOS的Pm包含了一個額外的過渡損失項，這在低輸入電壓下是最高的。對于高VIN，高電流效率通常隨著較大的MOSFETs而提高，而對于低VIN，過渡損耗迅速增加，使用較低的RDS(ON)設備實際上提供了更高的效率。當底部開關占負載系數低時，或當同步開關接通時間接近100%時，同步MOSFET損失最大。

(1+δ)通常以歸一化Rdson與溫度曲線的形式給出，但δ=0.005/°C可以作為低壓MOSFET的近似。

最短導通時間

最小接通時間Tonmin是控制器能夠打開底部MOSFET的最小時間，它是由內部定時延遲和打開底部MOSFET所需的柵極電荷決定的，低占空比使用時可能會接近這個最小時間限制。

在強制連續模式下，如果占空比低于最小接通時間可接受的范圍，控制器將開始跳過周期，但控制器將繼續調節輸出。當Vin增加時，將會跳過更多的周期，一旦Vin超過Vout，控制環路將保持頂部的MOSFET持續打開。

€4.開關MOS和同步MOS選型

原則上開關MOS和同步MOS選擇同一型號，當然根據實際情況不一致滿足性能要求也不會有什么問題，這里選兩種MOS的考量點放在一起如下：

1：ID≥負載峰值電流Ipeak

2：VGSTHmax

3：VDSS>Vin

4：Min on和Min off<計算值

5：溫升，Rdson

5. 電感選型

工作頻率和電感器的選擇是相互關聯的，因為較高的工作頻率允許使用較小的電感器和電容值，但是頻率也會影響效率。由于MOSFET門電荷和開關損耗，較高的頻率通常會導致較低的效率，此外在較高的頻率時，體二極管傳導的占空比較高，這導致效率較低。除了這些基本的考慮之外，還必須考慮電感器值對紋波電流和低電流運行的影響，電感器的值對紋波電流有直接的影響。電感紋波電流ΔIL隨著電感或頻率的增大而減小，并隨著Vin的增大而增大：

能接受較大的ΔIL值則允許使用較低感值電感，但會導致更高的輸出電壓紋波和更大的鐵芯損耗。設置紋波電流的合理起點是ΔIL=0.3(Imax)，最大的ΔIL發生在Vin=1/2Vout處。

當所需的平均電感電流導致峰值電流低于Rsense確定的電流極限的某個比率時，就開始轉向突發模式運行。較低的電感器值(較高的ΔIL)將導致在較低的負載電流下發生這種情況，這可能導致在低電流運行的上限范圍內的效率下降。在突發模式操作中，較低的電感值會導致突發頻率降低，一旦知道L值，應選擇低DCR和低磁芯損耗的電感。

6. Cin和Cout的選擇

升壓轉換器中的輸入波紋電流與輸出波紋電流相比相對較低，因為該電流是連續的。輸入電容器Cin額定電壓應超過最大輸入電壓。雖然陶瓷電容器可以相對耐受過電壓，但鋁電解電容器不行，應明確任何可能對輸入電容器施加過度應力的過電壓瞬態的輸入電壓值。

Cin值是源阻抗的函數，一般來說，源阻抗越高，所需的輸入電容就越高，所需的輸入電容量也受到占空比的很大影響。

在升壓轉換器中，輸出具有不連續電流，因此Cout必須能夠降低輸出電壓紋波，在為給定的輸出紋波電壓選擇合適的電容器時，必須考慮其ESR和容值的影響。單相升壓轉換器中體容量充放電引起的穩定紋波電壓為：

其中Cout為輸出濾波器電容器，Iom=Iout max。

通過ESR的電壓降引起的穩定紋波：

一般需要并聯多個電容器，以滿足ESR和RMS的要求，固體鉭電容，特殊聚合物，鋁電解質和陶瓷電容器都可以使用。陶瓷電容器具有優良的低ESR特性，而OS-CON和POSCAP電容器現在可提供低ESR和高波紋電流額定值。(傳送門：Capacitor-8：聚合物鋁固體電解電容-2)

7. 靈活使用

部分升壓控制器還支持更多元的拓撲使用，如圖4-3所示，將同步MOS用肖特基二極管替代，降低了成本，但通常不建議這樣使用。

圖4-3：非同步24V-2A升壓轉換器

升壓控制器還可以擴展成SEPIC拓撲，實現升降壓使用，如圖4-4范例所示，采用耦合的電感L1，交流耦合電容器為4個并聯的4.7uF超低ESR電容器，在18V<32V時，可以穩定輸出24V。(傳送門：DC-DC-12：什么是SEPIC升降壓DC-DC?)

圖4-4：24Vout-SEPIC轉換器