心電信號

心電信號是人體心臟的心臟細胞的細胞膜產生的電勢差，心房和心室肌在靜止的間歇中，由于細胞內外離子(包括K＋，Na＋，Ca2＋，cl-等)濃度差別很大，處于“極化狀態”。一旦受到自搏細胞傳來的激動，這極化狀態便暫時瓦解，在心電圖上稱為“除極”(有少數學者稱為“去極”)，由此產生心電活動。心房肌的除極在心電圖上表現為P波，心室肌的除極表現為QRS波群。當然在一次除極后，心肌又會恢復原來的極化狀態，此過程稱為“復極”。復極過程遠較除極緩慢，電活動所產生的振幅也較低。心房的復極在P—R段上，一般很不明顯(唯有在右心房擴大時，P—R段輕度壓低)。心室肌復極則表現為心電圖上的ST段及T波。細胞膜電位變化如下圖所示。

細胞膜激動時產生的電位如下圖所示。

在除極過程中，Na+內流，K+外流，形成反向電勢差，電位突變產生脈沖信號。同時會傳導下去，形成電流信號。傳導完成后細胞膜復極，緩慢恢復到初始期。 從人體體表采集到各心肌細胞的動作電位疊加后形成如下圖所示的心電信號。

疊加后的信號就是看到做QRS波，如下圖所示。

心電信號主要特點如下所示。

頻率：0.1~200 Hz

電壓：0.1~2 mV

阻抗：10~30k ohm

心電圖中的每一個心動循環周期由一系列有規律的波形組成，它們分別是P波、QRS復合波和T波，而這些波形的起點、終點、波峰、波谷、以及間期分別記錄著心臟活動狀態的詳細信息，為心臟疾病的診斷提供者重要的分析依據。正常的人在正常情況下，心動周期為0.80s左右，即ECG信號的周期為0.80s左右。

P波：由心房的激動所產生，后一半主要有左心房產生。正常的P波歷時0.08s到0.11s，其波形小而圓。

QRS復合波：反應左右心室去極化過程的電位變化。QRS波群是心電圖中變化最為激烈的波段，由三個緊密相連的波組成，第一個為波形向下的Q波，接著是波形向上的高而尖的R波，最后一個是向下的S波。QRS波群一般歷時0.06s到0.10s，其波形的幅度變化比較大。

T波：代表心室復極化過程的電位變化。是繼S波后的一個振幅較低的波，波形呈現扁平形狀，在R波為主的心電圖上，T波不應太低。

U波：位于T波之后，代表心室后繼電位，同T波方向一致，幅度較T波低，有時波形不明顯。

同時可以將ECG信號分為幾個典型間期和典型段，如P-R段、P-R間期、QRS間期、S-T段和Q-T間期。

測量原理

采集體表人體信號時，以人體心臟為中心，以人體體表為2D肢體導聯平面，以人體額面（切面）為2D胸導聯平面，進行電信號采集。如下圖所示。

心電圖12個導聯包括6個肢體導聯（Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ、aVR、aVL、aVF）和6個胸導聯（V1~V6）。肢體導聯包括標準雙極導聯（Ⅰ、Ⅱ和Ⅲ）和加壓導聯（aVR、aVL和aVF）。 由于心電信號為矢量信號，所以其是由兩個點產生的電勢差。標準雙極導聯的測量原理如下所示。

I:LA-RA

II:LL-RA

III:LL-LA

可以得到：II = I + III。 標準雙極導聯連接方式如下圖所示。

加壓導聯連接位置如下圖所示。

加壓導聯也可由標準雙極導聯推算出來，計算公式如下所示。

aVR：RA-(LA+LL)/2=(I+II)/2

aVL：LA-(LL+RA)/2=I-II/2

aVF：LL-(LA+RA)/2=II-I/2

加壓導聯采集到的電信號如下圖所示。

正常情況下，各肢體導聯的心電信號如下圖所示。

肢體導聯心電信號 胸導測量方式如下圖所示。

胸導聯是將LA、RA、LL的電壓平均形成WCT（威爾遜中心點），再與胸部電極做差變成胸導聯信號。正常信號如下圖所示。

胸導心電信號 胸導聯測量公式如下所示。

Vx：V[x]-(LA+RA+LL)/3

如果已知I、II導，可推出V導公式。Vx=V[x]- (LA+RA+LL)/3=(V[x]-RA)-(I+II)/3。則V導可通過采集Vx’= (V[x]-RA)的值，Vx’與采集到的I、II進行計算得到。 通常情況下，右心房可在導聯線aVF中得到最佳展示，而右心室則可在導聯線II中得到最佳展示。多數心電圖系統并不采用三個同步導聯線檢測電路或算法，結果使左心室導聯線最難捕獲。因而有時最好用其中一個V導聯線來檢測^1。

ECG噪聲來源

人體的心電信號是一種非平穩、非線性、隨機性比較強的微弱生理信號,幅值約為毫伏(mV)級,頻率在0.05-100Hz之間。 心電信號的干擾主要有以下三種:

基線漂移,一般是由呼吸和電極滑動變化所異致的,頻率一般低于1Hz,其表現為變化比較緩慢的類正弦曲線，對心電波形中的ST段識別影響較大。基線漂移的頻率很低，其范圍為0.05Hz至幾Hz，主要分量在0.1Hz左右，而心電信號的P波、T波及ST段的頻率也很低，其范圍為0.5Hz至10Hz，兩者的頻譜非常接近，在消除噪聲的同時，不可避免地對心電信號成分造成一定的損失。

肌電干擾,它是由人體肌肉顫抖產生不規則的高頻電分擾所導致的,其頻率范圍很寬,一般在10-1000Hz之間,嚴重的肌電干擾信號頻率在10～300Hz之間，其頻譜特性接近于瞬時發生的高斯零均值帶限白噪聲。

肌電干擾波形

工頻干擾,主要來源于工頻電源以及器件周圍環境中的傳輸線輻射出的電磁場,頻率為50Hz或60Hz,在ECG上出現為周期性的細小波紋,其頻率成分主要為工頻頻率及其諧波

工頻干擾波形 各個干擾的濾波說明：

對于基線漂移，由于ST段的頻率也很低，無法使用低通濾波器去除基線漂移。

去除工頻干擾，可以通過硬件濾波和軟件濾波實現，使用50Hz和60Hz的陷波器。

還有其他類型的干擾，比如電極位移干擾和電極接觸噪聲，電刀干擾（高頻干擾，采樣頻率在250Hz-1000Hz之間，它的頻率大約在100KHz到1MHz之間，它的幅值約是心電峰峰值的200倍，維持時間為1s-10s）。 對于去噪聲可采用多種方式，心電信號干擾和噪聲抑制可以通過模擬硬件濾波和數字濾波加以解決。

基線漂移

硬件濾波設計，采用模擬高通濾波器對低頻的基線漂移有一定的抑制作用；

軟件濾波設計，采用濾波法、分段三次函數糾正法、分段拋物線糾正法、IIR線性相位濾波器法和小波變換等方法可以有效抑制基線漂移。

肌電干擾 肌電干擾的抑制措施一般采用四點平滑數字濾波算法實現。

工頻干擾

右腿驅動電路，臨床實踐證明可以將工頻干擾衰減到1%以下；

帶阻陷波器電路，將帶阻陷波器的中心頻率設置為50Hz；

數字平滑濾波算法。

采用Levkov濾波、NOrcll濾波、多阻帶陷波器、零相位濾波和自適應濾波等數字濾波器。

電極接觸噪聲和電極移位干擾 對于電極接觸噪聲和電極移位干擾，從其形成原理來看，只要在檢測前清潔肌膚，然后使用一次性心電電極就可以消除，不需要增加額外電路和算法來處理這些噪聲和干擾。

電子設備產生的高頻儀器噪聲 對于電刀干擾，由于頻率很高，可以使用高通濾波器。使用電刀時，由于電極接觸人體，電刀和人體所接觸的金屬平面會產生高頻電流，會通過傳導和輻射干擾心電信號。除了硬件、軟件上使用高通濾波，在導聯線上也需要埋入電感濾除高頻干擾。

另外，在電路設計的時候，對心電模擬前端（特別是前置放大器）增加屏蔽罩是很有必要的減少干擾的手段。

ECG信號提取——前置濾波電路

由于ECG信號很微弱，處于mV級別，還有很多干擾信號，所以采集信號時需要進行濾波和放大處理，然后使用模數轉換。為了濾波高頻干擾和工頻噪聲，需要使用低通濾波器和陷波器抑制噪聲，有時也要使用高通濾波器濾除低頻噪聲。信號濾除干凈后有兩種處理方式：

放大后進行ADC處理

使用高精度ADC采樣

前者將信號放大幾百倍，滿足ADC的輸入范圍，這種情況用于低分辨率的ADC，比如16bit，大部分使用獨立器件堆疊電路。 后者直接獲取微弱信號，使用高分辨率ADC（一般為∑-ΔADC），比如24bit，精度可達到uV，一般使用集成器件。 在進入ADC之前的處理稱為模擬前端。 根據ADI官網介紹，ECG信號的采集方式分為：交流耦合和直流耦合。具體資料見^1 ECG測量的基本電路框圖如下所示。

ecg基本電路 其原理可以參考ECG信號內容。 一般其技術指標類似：

輸入阻抗：≥5MΩ

輸入偏置電流：<2nA

等效輸入噪聲：<30uVpp

共模抑制比：50Hz正弦信號的共模抑制比≥90dB

耐極化電壓：±300mV

漏電流：<30uA

頻帶：0.05～100Hz

采集心電信號時，使用電極片貼在人體上，再連接到板卡上，通過濾波、放大后進入ADC，最終轉換為電壓信號。由于人體信號微弱，且人體存在一定的電阻，所以電極片與人體間會有極化電壓^2；另外導聯線通常是屏蔽線纜，線纜過長會有線纜阻抗，出現共模電壓和差模電壓，導致信號有直流量，影響放大電路的輸入電壓。故前端電路首先要處理的就是干擾、共模和差模信號，然后才是放大信號。 前置濾波多使用RC電路，根據ECG信號頻率，可知心電信號截止頻率為0.1Hz~200Hz處，通常將通帶范圍設定在該區域就可以保證獲取到正常的心電信號。但是心電監護測量參數不僅僅包含心電信號，還有pace檢測和呼吸波（呼吸阻抗測量）。

Note: 人體呼吸運動時，胸壁肌肉運動導致胸廓交替變形，肌體組織的電阻抗也交替變化， 變化量約為0.1ohm~3ohm，稱為呼吸阻抗。 pace信號為起搏器（pace maker)所產生，形態上為脈沖信號，寬度為0.1ms~2ms，頻率約為500Hz~1kHz。 呼吸阻抗測量通常使用交流載波10kHz以上的信號。 綜上，需要考慮是否需要測量pace和呼吸波，據此可以得出前置濾波電路截止頻率設定一般為200Hz、1kHz、10kHz、30kHz、50kHz等。 使用TI TINA進行RC仿真，電路如下所示。

LPecg 仿真結果如下所示。

LPecgresult 可見三者截止頻率（-3dB）分別為：2.37kHz，88kHz，4.8kHz。 第一個使用二級RC濾波電路，需要測量pace信號。 第二個使用一級RC濾波，需要測量pace和呼吸波。 第三個使用一級RC濾波，需要測量pace信號。 可見對于高于100kHz的信號均有抑制作用。

抗高頻干擾

ECG信號通過導聯線連接到電極上，電極粘貼在人體上。這部分信號會引入很多干擾，包括高頻和低頻信號。由于ECG有效信號為低頻信號，故使用低通濾波器濾除高頻信號。常使用RC濾波電路，有時為了增加滾降率（增強高頻衰減）使用多級RC濾波電路。 如上圖所示，若使用一級RC，則只有20dB/Decade，二級則有40dB/Decade，可以增強低通濾波器的抑制能力。

pace信號檢測

標準對需要捕獲的起搏器信號的高度和寬度等具體要求有所差異^3。

AAMI EC11:1991/(R)2001/(R)2007

EC13:2002/(R)2007, IEC60601-1 ed. 3.0b, 2005

IEC60601-2-25 ed. 1.0b

IEC60601-2-27 ed. 2.0, 2005

IEC60601-2-51 ed. 1.0, 2005

IEC60601-2-27規定： 設備須能夠顯示存在幅度為±2 mV至±700 mV、持續時間為0.5 ms至2.0 ms的起搏器脈沖的心電圖信號。顯示屏上的起搏器脈沖應清晰可見，折合到輸入端(RTI)的幅度不得小于0.2 mV； AAMI EC11則規定： 設備須能顯示存在幅度為2 mV至250 mV、持續時間為0.1 ms至2.0 ms、上升時間少于100 μs且頻率為100 脈沖/分的起搏器脈沖的心電圖信號。對于持續時間為0.5 ms至2.0 ms（幅度、上升時間和頻率參數如上一句所規定）的起搏器脈沖，必須在心電圖中顯示該起搏器脈沖；顯示屏上應予以清晰的展現，折合到輸入端的幅度不得小于0.2 mV。 因為pace信號中心頻率為5kHz，為了拾取pace信號，帶寬不能太低。若不需要pace信號，可以降低帶寬到200Hz。 對于pace信號，選擇5kHz之前的需要對pace信號進行放大處理，因為會被低通濾波器衰減。不過pace脈沖可達100mV，即使被衰減也不會比心電信號還難拾取，例如上圖中2.5kHz截止頻率造成pace信號變弱為0.22*100mV=22mV，但是考慮到小幅度的pace信號還是要考慮后級放大處理，同時也要抑制原始ECG信號防止被放大從而干擾pace檢測，這也決定了通過硬件上檢測時要使用帶高通性質的微分電路^4。 使用微分電路的優點：

濾除原始心電信號

檢測脈沖上升沿和下降沿，而不是電平

隔離直流信號

能檢測出脈沖波的形態，檢測電平有可能會是階躍信號，而階躍信號不能識別為pace。

Note: 最小pace信號：100us/2mV 最大pace信號：2ms/700mV或者2ms/250mV

工作原理

具有放大功能的微分電路如下所示[^5]。

高通的截止頻率由C1和R1決定，C2進行相位補償，R2調節比例。其中C1也可以稱為“隔直電容”，用于通交流阻直流。脈沖信號的交流部分通過，直流部分被抑制。 在后面使用雙路閾值（窗口閾值）比較電路進行輸出（雙閾值表示上升沿閾值和下降沿閾值），如下圖所示。

使用2mV/100us的方波進行仿真簡單的微分電路（高通濾波器），如下圖所示。

高通波形

微分電路仿真結果 在方波上升沿和下降沿都有電容放電現象，結果為斜波。下降/上升的時間與RC（時間常數）有關。 分析比較電路。V1>V2。Vout>V1時，輸出低電平。Vout

pace檢測電路 設定的閾值為2.7V/2.3V。 對2mV/100us脈沖進行時域仿真，結果如下圖所示。

pace檢測電路仿真結果 在低于2.3V后輸出低電平，之后高于2.3V時輸出高電平。 其幅頻特性如下圖所示。

pace檢測電路幅頻特性 最大放大倍數為44.38dB=165，最小電壓為2.5-165*2m=2.17V，與仿真結果相差不大。 仿真原始文件見^6。

器件選擇

阻容

使用1%精度電阻，同時需要左WCA分析（Worst Case Analysis），看最差情況下的閾值范圍。

運放

小信號的pace幅度只有2mV，大信號有700mV，采用放大電路放大該斜波輸入信號，則SR（壓擺率）=V/t。放大電路中運放需要高帶寬，高壓擺率。 pace為高速信號，故宜采用高速比較器，同時tail-to-tail。

第二種電路

完整電路如下圖所示。采用雙電源供電，能保證負脈沖信號能檢測導。

pace檢測電路2 同樣，仿真結果如下圖所示。

pace檢測電路2仿真結果 幅頻特性如下圖所示。

pace2檢測電路幅頻特性 最大放大倍數為46dB=200，最小電壓為2.5-2m*200=2.1V，與仿真結果相差不大。 仿真原始文件見^7。

第三種電路

使用單電源，但是信號來源于PGA的輸出。基本電路如下圖所示。

后面是將U2運放作為比較器使用，故當VM2為負電平時無法起到放大作用，而輸出0（低電平）。該電路只能檢測出pace信號上升沿，不能檢測下降沿。R5為了保證輸入信號平衡，為R4||R6=4.1k。 VM2處信號的幅頻特性如下圖所示。

最大放大倍數為48.48dB=265，最小電壓為2m*265=0.53V，與仿真結果相差不大。

抗工頻干擾

工頻干擾來自常規用電中的交流電。由于市電為交流電，所有使用市電的設備都會與人體產生同頻的干擾，導致干擾會通過導聯線進入系統。如下圖所示。

市電網絡與人體，人體和大地都有等效電容存在，而市電為交流，則人體上會有分壓，頻率與市電一樣。其產生的微弱電流為“位移電流”。 以單導測量為例，分析“位移電流”的影響。如下圖所示。

位移電流idb會造成共模電位Vc=idb*ZG，該共模電壓為Vc，阻抗為Zin。兩個電極位置的阻抗分別為Z1和Z2，則Vout計算公式如下圖所示。

先后為差模電壓放大Gd倍，然后是屏蔽電纜共模差壓放大Gd倍，最后是差分信號放大Gd倍。 從公式中可知，Vc對輸出有影響，其與運放的CMRR有關，與電極位置的阻抗和運放的輸入阻抗有關。為了減小影響，可以做以下措施：

提高CMRR

提高輸入阻抗

降低電極位置的阻抗差異

對于浮地設備，電纜也會引入干擾。如下圖所示。

假定：引線1中的電流是id1，引線2中的電流是id2，接地回路的電流=id1+ id2。因Z1和Z2的不一致而轉變為差模電位：V+ –V- = id1Z2 – id2Z1= id (Z2 –Z1)。為了降低電纜造成的干擾，可以做以下措施：

降低電極位置的阻抗差異

降低id，將屏蔽線接地

電纜上得分布電容C1、C2一般為100pF/m。 如果直接使用市電供電，一定會引入工頻干擾。針對措施有以下幾種：

屏蔽驅動

電纜的干擾是由于市電與電纜，電纜和地之間有等效電容（屏蔽線接地），產生感應電流（或者也可以是電容分壓）。如下圖所示。

加入共模電壓為Vc，如下圖所示。

由于Rs、C不一樣，導致進入運放得Uic1和Uic2不一樣，產生差模電壓Uid。其產生原因如下圖所示。

在屏蔽線上得電壓因為Rs、C不一樣而不同，產生了電流ic（即id），導致輸入電壓不同。計算公式如下圖所示。

其分母為共模電壓。 通過屏蔽驅動，將中心電平反饋導屏蔽線上，使分布為心電信號。如下圖所示。

最終，分母為Uid（Uic+Uid/2-Uic=Uid/2），即心電信號，極大得降低了因分布電容和電阻不同導致得差模電壓，消除了共模電壓產生得差模電壓。 屏蔽驅動是將差分輸出的中心電壓通過緩沖輸出導屏蔽現上。

右腿驅動

右腿驅動電流消除人體“位移電流”產生的影響。原理圖如下所示。

人體位移電流產生的共模電壓Vc，通過放大電路反向放大后輸出Vo，其相位與Vc相反，從而達到抵消的作用（電流也是相反）。上圖的等效公式如下所示。

具體工作原理可參考[^8][^9]。 一般將屏蔽驅動的輸出給右腿驅動的輸入，進行反向放大。 使用過程中，要考慮整個系統因為屏蔽驅動和右腿驅動構成了二級反饋閉環系統，整個系統存在穩定性問題。其中右腿驅動電路為放大電路，需要做好相位補償和穩定性分析。 TI提供了屏蔽驅動和右腿驅動的仿真電路，見[^10]

電氣隔離

使用隔離變壓器、隔離放大器、光耦，將市電與板卡隔離，可以有效的降低工頻干擾。

等效輸入阻抗

輸入阻抗是指一個電路的輸入端的等效阻抗。可以理解為在輸入端加上電壓源U，測量輸入端電流I，輸入阻抗Rin就等于U/I（將所有電路元件作用的效果總和，等效到一個電阻Rin上）。 等效輸入阻抗對于前級電路的濾波電容有一定的要求，這個要根據標準要求進行合理設置。根據標準要求，單端輸入阻抗要大于2.5Mohm@（0.67~40Hz，交流阻抗）。由于RC后級電路的阻抗一般很高（100M以上），故輸入阻抗跟小值相關，即與RC有關，則輸入阻抗為Rf+Cf=Rf+1/2ΠfCf≥2.5M，則Cf≤1/（2.5M-Rf）2Πf≤1/（2.5M*2Πf）=0.0016uF=1.6nF=1600pF，即使預留一倍空間也是800pF（其中不考慮Rf可以算小值）。 故RC電路的電容總值不能高于1600pF。 輸入阻抗的要求對運放的選擇進行了限制，因為心電信號微弱，人體阻抗高，所以必須用高阻抗的運放才可以分壓分到足夠多。一般使用儀表放大器。

ESD保護

在導聯線連接板卡的入口加上ESD管對地或者對電源，進行靜電保護。有時為了保護后端的放大器，需要使用TVS管進行鉗位。 ESD保護和TVS管鉗位都需要保證符合標準中對于人體漏電流的要求，即單個電極流入人體的電流為0.1uA和總電流為1uA。選擇保護管時需保證反向漏電流為0.1uA以下。 ESD保護對于雙電源結構的，需要正向和方向都進行保護。

抗除顫

除顫信號功率很大，會直接通過導聯線進入系統，為了保護后端電路，有兩種方式：

導聯線接口上埋入抗除顫電路

板卡上在導聯線接口出按照氖管

原理上都是盡量吸收掉除顫電流，前者通過電阻發熱消耗掉，后者通過電容儲能。 EC13關于除顫測試電路如下圖所示。

C=32uF L=25mH R+RL≤11ohm RL為DC的內阻。 測試步驟：Charge the capacitor to 5000 V, with switch S1 in position A and switch S2 closed. Discharge is accomplished by actuating S1 to position B for a period of 200 ± 100 ms. The capacitor must be disconnected to remove residual voltages and allow recovery to commence. The discharge test is applied at 20 s intervals in those cases where more than one discharge is indicated 。 先S1撥到A，然后撥到B放電。測試過程中S2始終閉合保持10Hz信號源短路（用于多次除顫后測試設備是否正常的信號源）。持續100~300ms，間隔20s。

除顫電阻的選擇

使用抗除顫電阻時，使用該電路仿真^15，計算除顫電阻的功率。仿真圖如下所示。

使用時控開關控制電源，從結果可以看出在抗除顫電阻R4上有個脈沖波形，產生了脈沖電流和電壓。峰值功率為30W，峰值電壓達到1.72kV，脈沖時間大概為20ms。電阻必須能耐受這樣的條件，否則無法滿足要求。 由于波形近似為三角波，需要等效為脈沖方波（一般Datasheet中會有脈沖方波與峰值功率的對于曲線）。等效原理如下圖所示。

其他波形等效如下圖所示。

示例中時間常數t=7.15ms，故等效脈沖寬度T=7.15ms/2=3.575ms。 峰值功率為P=(1.72kV)^2/100k=29.584W，仿真結果為30W。 則100k電阻需滿足：1.72kV/3.575ms脈寬的脈沖信號峰值功率能達到30W。 若考慮降額，比如以60%為準。則脈沖電壓為1.72kV/0.6=2.87kV，脈沖功率為30W/0.6=50W。

陶瓷氣體放電管的選擇

除顫脈沖信號峰值電壓為5kV，可選擇陶瓷氣體放電管（氖管）將電壓降低到幾十伏，然后通過鉗位二極管鉗位到電源電壓。（陶瓷氣體放電管^12英文名稱為Gas Discharge Tubes） 一般來說，當擊穿電壓超過系統絕緣的耐電強度時，放電管被擊穿放電，從而在短時間內限制浪涌電壓及減少干擾 能量。當具有大電流處理能力的弧光放電時，由于弧光電壓低至幾十伏，可以防止浪涌電壓進一步上升。氣體放電 管即利用這一自然原理實現了對浪涌電壓的限制^13。 GDT電容容量一般為pF級別，將仿真文件中的100k電阻換成1pF電容，仿真得電容兩端得脈沖信號最大值為700V/19.6ms，該值為需要考慮得脈沖擊穿電壓。 由于GDT最終電壓會在10~35V，此時需要考慮該電壓與系統電壓差造成得最終電流，是否會導致弧光放電狀態持續，弧光放電持續會導致GDT處于“短路”狀態（弧光形成形成通路）。 在快速脈沖沖擊下，陶瓷氣體放電管氣體電離需要一定的時間（一般為0.2～0.3μs，最快的也有0.1μs左右），因而有一個幅度較高的尖脈沖會泄漏到后面去。若要抑制這個尖脈沖，有以下幾種方法：a、在放電管上并聯電容器或壓敏電阻；b、在放電管后串聯電感或留一段長度適當的傳輸線，使尖脈沖衰減到較低的電平；c、采用兩級保護電路，以放電管作為第一級，以TVS管或半導體過壓保護器作為第二級，兩級之間用電阻、電感或自恢復保險絲隔離^14。 由于除顫仿真電路一樣，可知GDT得脈沖擊穿電壓在600~800V之間。而直流擊穿電壓應該大于系統電源電壓，否則會導致其直流擊穿導通。TVS管選擇直流擊穿電壓作為反向擊穿值，鉗位電壓為系統電源電壓，防止直流情況下GDT直流擊穿導通。

抗電刀

電刀為高頻干擾，為幾百KHz頻率。常用的做法是，電纜中埋電感，使用低通濾波器抑制高頻。同時電刀有輻射干擾，給模擬電路甚至整個板卡裝上屏蔽罩都是需要的。

Reference

[^5]:Hardware Pace using Slope Detection [^8]:Improving Common-Mode Rejection Using the Right-Leg Drive Amplifier[^9]:Driven-Right-Leg-Circuit-Design[^10]:TI右腿驅動仿真電路

來源于ADI的一篇文檔^1，關于交流耦合和直流耦合電路的介紹

心電信號的采集電路，從信號鏈的架構上可以分為兩類：交流耦合、直流耦合。

交流耦合

交流耦合電路使用分立器件，使用電容的隔直功能將心電信號提取出來。基本架構如下圖所示。

交流耦合建構 信號通過抗除顫、抗靜電保護，經過低通濾除高頻干擾，進入全差分放大電路低倍放大后，使用高通濾除低頻干擾，然后經過高倍放大，最后進入低精度ADC轉換為數字信號。 由于使用了電容的交流耦合功能，對于低頻的肌電干擾、工頻干擾和基線漂移抑制作用較低。因為高通的截止頻率設置的為心電的最低頻率0.1Hz左右，對于50Hz/60Hz、1Hz這種信號無法濾除，電路本身的缺點導致信號的質量不佳。 上面的架構，為了提高信號質量，也要做屏蔽驅動、右腿驅動電路，甚至需要做WCT（威爾遜中心點）。 使用TI-TINA對該架構進行仿真，如下圖所示。

交流耦合仿真電路 將皮膚阻抗，線纜分布電容、電阻都考慮在內，使用屏蔽驅動和右腿驅動，通過差分放大（此時輸出的信號為直流耦合信號），經過大電容耦合（此時為交流耦合信號），最終經過高倍放大輸出信號。 差分放大11倍，后級放大80倍，總共880倍。 使用真實信號進行仿真，結果如下圖所示。

交流耦合仿真電路-結果 VG1為共模工頻干擾，經過屏蔽驅動和右腿驅動后輸出反相信號VF2，正好與VG1抵消。從結果上看工頻干擾已被濾除，心電信號經過前級匹配電路時有衰減，但是經過后級放大，信號范圍為：2~4V，已達到常規ADC的識別范圍。 再來分析下CMRR，將差分的正相、反相輸出短路，使用VG1作為共模輸入信號，仿真VF1的頻率特性，對右腿電路中的RG進行掃描仿真（設置值范圍為100K~10M）。如下圖所示。

交流耦合仿真電路-CMRR結果 可見，對于1kHz以下的信號，CMRR<-100dB，抑制能力很高。 下面對穩定性進行仿真（將屏蔽驅動去掉），如下圖所示。

交流耦合仿真電路-震蕩 可見，使用初始條件（1mV）進行仿真會出現震蕩，說明右腿不穩定。 給右腿加上相位補償后，如下圖所示。

交流耦合仿真電路-補償后不震蕩 通過穩定性分析，如下圖所示（這里使用[^4]的仿真方式，與TI教程中所述不同，后續會對穩定性分析進行說明）。

交流耦合仿真電路-穩定性分析 Aol與1/β的幅頻曲線滾降差值小于40dB/Decade，系統為穩定狀態。至于相位補償的值可以參考[^2]來設定。 對于消費類電子，上面的優化可以省略，右腿驅動直接接地，然后對地取各肢體導聯的信號，最終通過加減法算出通道的值。

交流耦合建構2 在ADI的文檔中如下圖所示。

交流耦合電路 該消費類對于干擾抑制較低，只有在平靜且空曠的環境或者家居環境下才能達到較好的效果。 交流耦合電路需要將心電信號放大到MCU內部ADC的識別要求，一般需要放到800~1000倍甚至更高，以達到ADC采樣要求。當然放大倍數越高導致噪聲放大越高，共模抑制比相應降低，而低精度的ADC轉換后的信號質量也會降低。

直流耦合

直流耦合電路相對來說簡單許多，其通過保護電路后，直接經過低通濾波，然后進入集成芯片中。

直流耦合建構 當然，集成芯片內部的電路架構跟交流的相似，都是內部差分放大、內部WCT和RLD。但是直流耦合不適用高通濾波器來拾取心電信號，而是直接獲取整個帶直流的信號，經過算法處理來達到基線糾偏、高頻濾波等功能。 直流耦合內部使用ΣΔ ADC，可以達到很高位數（高精度），可以獲取到uV甚至nV級別的信號。而心電信號本身只有mV，高精度的ADC采樣能獲取準確的心電信號。多余的工作交給算法來處理，可以極大的降低硬件成本，而效果還可以得到提高。 直流耦合和交流耦合比較如下表所示。

直流交流耦合建構比較 目前，大部分心電電路使用直流耦合架構，然后使用專業的算法來處理數據。 以上仿真文件，見[^3]

以《YY 0885-2013 醫用電氣設備 第2部分：動態心電圖系統安全和基本性能專用要求》為準 通過仿真分析，判斷電路是否滿足規范要求。

范例

引用一個Holter的技術指標，用于說明標準^1。部分技術指標如下圖所示。

其頻率響應為0.05Hz~60Hz。查看標準P15頁（51.5.9）章，如下圖所示。

由于頻率為帶通，高通截止頻率為0.67Hz或者0.05Hz，低通截止頻率為40Hz或者55Hz。 先對0.67Hz和0.05Hz進行仿真^2。仿真電路如下圖所示。

使用3mV/100ms方波信號，觀察輸出波形。仿真結果如下圖所示。

YY0885-頻率響應指標——仿真電路結果 可見，由于20k的對地電容，放電較快，斜率較高。而300k對地電容放電慢，斜率低。 從圖中可見300k電阻的斜率基本為0，計算得20k電阻得斜率為15.43mV/s，而300k電阻斜率為0.237mV/s，可見后者滿足標準要求。

YY0885-頻率響應指標——仿真電路結果2 這也說明只有截止頻率為0.05Hz時才能滿足a）測試條件。 實際應用中心電信號本身的最低頻率就是0.05Hz，如果高于該頻率，會導致心電信號畸變。