做模擬IC的，大部分都熟悉Razavi那本經典之作，書中有一小節介紹過一個“與電源無關的偏置電流（Current Bias）”。好了，問題來了，

請聽題，以下這張圖中，寬長比尺寸M3=M4, M2=K*M1 （K>1），請問哪個是正確的“與電源無關的偏置電流”，抑或是這兩個都正確、實際IC中都可以用嗎？

偏置電流？是的，一個IC系統，一般都需要有電流源來給其他模塊提供參考電流。一個好的參考電流源，要環路穩定，也需要盡量減少其對電源電壓、溫度以及工藝的變化的影響。

表面上看這兩個電路圖都實現了Current Bias的功能。該電路中由兩個M3和M4尺寸相等，構成電流鏡結構，所以I1 =I2 。M2尺寸是M1的K倍，根據M1和M2的VGS之差(主要是有落在M2管源端電阻Rs上的壓降造成的)可以得到輸出電流的表達式：

若M1,M2管是工作在飽和區，則輸出參考電流Iref以及M1的跨導分別為 ^[^ ^1^ ^]^ ：（拿個小本本，自己去推算了哦，這里就不寫詳細步驟了）

若M1,M2管是工作在亞閾值區，則由于亞閾值區的工作電流為：

其中，I0為單位飽和電流，VT = kT/q，ζ是亞閾值斜率因子。如果VDS >>VT ，那么exp(VGS /ζVT )可以忽略。因I1 =I2 ，所以輸出參考電流Iref以及M1的跨導分別為：

雖然看著偏置電流值都一樣，但是其他方面呢？正如上圖紅色箭頭線所標志的一樣，如果A點向上擾動的話，經過環路一整圈以后，還是向上擾動；也就是說這是一個正反饋環路。那么這個環路能穩定么？

以下通過兩種方法來分析一下。

第一種穩定性分析方法是從整體環路增益角度來看兩個電路。對于圖1 (a)電路中的整體環路增益為(為計算方便，應從A點斷開,信號向B點傳輸，即逆時針方向)：

而對于圖1(b)電路中的整體反饋環路增益為(為計算方便，應從A點斷開,信號向B點傳輸，即順時針方向)：

根據奈奎斯特定律 ^[2]^ ：“如果一個系統在180°相移處，環路增益大于1，則這個放大器是不穩定的”；所以無論NMOS管是工作在飽和區，還是在亞閾值區，都有圖1中(a)電路、也即傳統經典電路是穩定的，而(b)則不是穩定的。

第二種穩定性分析方法是采用直觀觀察法；哈哈，終于等來了大家喜聞樂見的“直覺”感。由于M3, M4是電流鏡，所以下面的NMOS管和電阻應該在相同的柵電平下保證能提供相同的電流。M1管的跨導為g m ，而M2和電阻的等效跨導為：

由于M2的等效跨導較小(其實也可以從負反饋角度考慮，負反饋檢測電流，反饋回電壓，所以M2是跨導放大器，由于結成了負反饋，所以肯定跨導要減小)，所以為了保證左右支路電流始終相等，還是從A點斷開，A點左邊的電壓變化比A點右邊的小即可滿足。（挺住哈，別被饒暈過去哈！）

而圖 1 (a)中正反饋的方向是逆時針的，所以M2處大的電壓波動，到了M1的柵端反而變小了，所以正反饋減弱，系統穩定。

而圖1 (b)中正反饋的方向是順時針的，M1處有電壓波動時，通過正反饋環，到M2處需要更大的電壓波動才能保證相同的電流，即M1處的電壓被放大了，所以系統不穩定。

隨著集成電路工藝的不斷先進，最小線寬的不斷減小，其也同時要求最低工作電壓在不斷減小；在低壓環境中，電源上的微小噪聲就顯得不再“微小”了，其就更是可以影響整個系統環境。隨著數模混合電路和射頻電路的不斷發展，以及其單片片上集成(SOC)技術的發展，電源噪聲對于一些敏感電路(對電源變化和噪聲敏感的電路)而言，非常容易影響其的性能，進而影響整個系統的性能。

例如，手機或者藍牙中一般含有的射頻RF電路，包括LNA(低噪聲放大器)、混頻器mixer、鎖相環PLL、壓控振蕩器VCO等，如果有電源噪聲，則會增大VCO的相位噪聲，而且會進入接收或者發送放大器，從而對系統正常工作造成非常大的影響，不僅是手機系統的音頻質量會下降，而且會造成多媒體手機拍攝的圖像中有可視的干擾，所以必須對電源噪聲進行處理之后才能給敏感模塊使用。

咱們的電流偏置，也更是要考慮低電壓應用下，對電源的抑制能力(Power Supply Rejection)啊！

以上分析的經典電路，其電源抑制能力也較一般。原因在于雖然說M3,M4構成了電流鏡，其柵源電壓均相等，但是由于兩者的漏端和電源VDD的相關性不同：M3的漏端隨著VDD的變化而變化，M4的漏端和VDD沒有直接關系；所以兩者電流拷貝存在誤差。

可以采用共源共柵結構來改善該問題，如下圖圖2所示。可以計算該電路的環路增益，其實和傳統的參考電流源一樣，但是通過共源共柵結構，使得電流鏡拷貝準確度提高了大約gmro倍，使得電流較準。

但是低壓環境限制了共源共柵的應用。因為該結構的最小電源電壓為IRs+Vthn+Vonn+|Vthp|+|Vonp|，很容易超過2 V。哎呀，飛升上神的路上又遇阻了：有沒有再理想的一種電流源結構，能很好的解決了PSR的問題，同時又不需要特別高的電源電壓呢？

答案當然是有了！下文介紹的三支路電流源 ^[3]^ 就能很好的解決PSR的問題，同時又不需要特別高的電源電壓。

因為其將M3管的diode連接結構轉至M5管，那么電源變化時對M3和M4的影響就小了。同時可以通過調整M5和M6，使Vg6=Vg2，即圖中B點和C點電壓相等，VB=VC，那么M3，M4管工作狀態基本完全一樣，基準電流的電源抑制特性得到加強。

該電路也有環路，一個是紅色實線顯示的正反饋，一個是藍色虛線顯示的負反饋。可以分別計算一下其環路增益：(這里不妨假設M1管和M6管相同，M2管尺寸依然是兩者的K倍；M1, M6, M2均可以工作在飽和區或者亞閾值區。)

可以看出來同經典的Bias電路相同，三支路電流源也是負反饋大于正反饋，所以該系統是穩定的。

這個電路，還有改進的空間！！做IC嘛，誰不是天天在壓成本、省面積？所謂的：賣的白菜價、操的白粉心；學的比互聯網難、掙的比互聯網少。改進，繼續改：這里主要改進的是M6管的連接方式，其電流也流過了Rs電阻（見圖4），所以所需要的Rs電阻可以明顯減小，從而節約了芯片總面積 。同時為了減小系統功耗，需要盡量的降低各路電流，所以Bias產生電流較小。若M1, M2, M6管工作在飽和區，那么可能需要用倒比管，而倒比管模型的仿真精確度不如常規的管子；所以可以采用M1, M2, M6管工作在亞閾值區。

假設Ki表示Mi管相對于單位尺寸的倍數，可以根據M1管和M2管的柵電壓VG相同列出等式，其中將M1，M2管的Vgs電壓通過式(1-4)代入等式，而可以得到輸出參考電流表達式為：

這個偏置電流和電源電壓的相關性非常小，所以PSR比較好。