一個運放，使用電阻接成負反饋的形式，閉環放大倍數為-1。進行環路stb仿真，有些corner下相位曲線從0開始，但其他corner正常。這種是什么原因？該怎么解決？

注0：本文來源于某天微信群的討論。感謝提問者和解答****的大神們。

注1：本文涉及到的運放經確認是一個折疊式輸入，class AB輸出，使用電阻配置為閉環增益負一的運放。

注2：stb仿真指的是stability，主要仿的是電路的環路穩定性。

注3：由于某些“你懂的”原因，圖片只能拍照，無法截取高清圖。特補上另一個圖片，這個圖片來自于文末Designer guide網站。

電路上來說，確實是負反饋。如果相位從零開始，那么低頻時，豈不是正反饋？對于仿真器，如何計算的，大家是怎么理解的呢？

大神1給出了一個解答，原文如下：

這個問題來源應該是內部補償的minor loop還在導致的，如果沒有minor loop，stb仿真就不會出現這種問題。。。。stb用的Middlebrook那個double injection方法會常常出現這個問題，大家好像都忽略這個問題，沒看見誰去深究過這個主要是Middlebrrok的文章太難懂了...

這時，大神2補充道：

第一，spectre的STB仿真時基于“Middlebrook方法”，仿真時將輸入與輸出斷開，引入交流源，得到Tv=Vy/Vx 。第二，在反饋環路引入電流源ix、iy，Ti=iy/ix

仿真時假定Tv=T=LG。對于CMOS工藝，低頻gate阻抗無窮大，ix≈0，Ti∞，所以T≈Tv。高頻時，由于有漏電流，Ti不斷減小，T≠Tv。所以在低頻是得到的LG是一致的，高頻時會有一定區別在Ti大、Tv比較小情況下，由于spice是單獨計算Ti和Tv。若Tv非常小，spice計算出來的TV與實際值會有δTv的差值，經過很大的Ti放大后，最終得到的環路增益會有很大的誤差值。

大神1此時又做了更為詳盡的補充：

反正我估計這篇論文，包括我在內的大多數人看了也只能是知其然，但不知道其所以然。還是解釋不了為何某些corner會從0度開始，反正從我直覺上猜測是因為里面還有個小環路導致的。。。對于multi-loop的loop gain我也一直有些confuse，因為很明顯stb在不同地方加probe仿出來的phase margin是不一樣的，因為斷的位置不一樣確實也是不同的loop，如果按照middlebrook這個理論怎么更好的去解釋呢？

所有3-stage及以上的opamp論文都不看loop gain，穩定性就只看close-loop gain的極點是不是在左半平面，可以判斷是否穩定，但是close-loop gain是告訴不了你margin還有多少的，因此文章通常都是看階躍響應的ripple來估算。從mason定理來講，不管你in/out是哪個點，close-loop gain的分母永遠是一樣的，也就是說閉環極點是唯一的，所以穩定性也是確定的。所以感覺上stb仿真不管在哪里加probe，即使仿出來的phase margin有的大有的小也沒關系，反正都會是穩定的。隨便舉個例子，可能在某個地方斷環穩定性的PM隨pvt corner變化5070度之間，在另一個地方斷環PM在3540度之間，其實都是正確的，不要因為phasemargin不夠大而非要強行把后一個值也要做到60度，可能他值不大但是variation也比較小。

尤其是在做哪種leapfrog的filter的時候，可能某些結構在某些地方斷環的話，即使理想opamp也可能phasemagrin只有40度而已，這不代表opamp有問題，而是因為這些極點可能是filter的intrinsic pole @瓜在stb斷環時通常大家習慣在高阻地方斷環，也是為了Ti≈0，更簡單。但照理講Ti即使不等于0也是可以的。或者不說是斷環吧，就是指stb probe放的位置。