引言：對于中壓或高壓的電源系統，對MOS組的要求特別高，DrMOS已經不能滿足設計參數要求，此時將DrMOS再次分拆開來，將驅動部分獨立成為柵極驅動器。柵極驅動器的強度和抗擾度極佳，非常適用于電機驅動、家用電器、SMPS、電池供電應用和大功率照明。

1.結構組成

在SMPS中，如圖8-1所示，（Low Voltage Gate Drivers）低壓柵極驅動器 （半橋柵極驅動器）即是2部分。而在電機驅動中，兩個半橋柵極驅動器就可以組成一個H橋驅動器，控制電機的轉速和方向，在AC-DC/DC-AC中，還充當整流器和逆變器，例如無線充電鏈路。每一個功率器件都需要一個驅動器（驅動芯片）

圖8-1：DC-DC結構層級

圖8-1中是以PWM三態模式驅動，還有另外一種兩態模式驅動，本節先介紹PWM模式，下節介紹HL兩態模式。

2.PWM三態模式驅動

驅動結構

圖8-2是一個和數字電源控制器搭配使用的半橋柵極驅動器IC內部結構圖，其中VCC是獨立供電引腳，BOOT和PHASE用于自舉設置（BST），PWM來自于數字電源控制器的PWM輸入，輸入信號PWM參考SGND引腳，TG/BG（UG/LG）狀態由該引腳處的電壓決定。驅動器內部實現了一個嵌入式電阻器網絡，如果該引腳是浮動的，內部電阻分壓器會觸發高Z模式，在該模式下BG和TG都關閉，Layout時該引腳上的寄生電容應最小化。

圖8-2：典型的半橋驅動IC內部結構

圖8-3：典型的半橋驅動IC內部結構-2

柵極驅動器接收以地為基準的低電壓數字PWM信號，以驅動半橋配置中的兩個N溝道功率MOSFET。低側MOSFET的柵極被驅動為高或低，在BGVCC和BGRTN之間擺動，這取決于PWM引腳的狀態。類似地，高側MOSFET的柵極與低側MOSFET互補地被驅動，在BST和SW之間擺動。低側驅動器和高側驅動器都是浮柵驅動器，獨特的雙浮動結構使柵極驅動器輸出穩健，對地噪聲不太敏感，對稱設計允許半橋輸出是輸入邏輯的反相或非反相。

而同一個PWM波可以同時驅動多個驅動器，如圖8-4所示：

圖8-4：多驅動器模式

驅動邏輯

對于具有固定轉換閾值的三態PWM輸入，驅動器的轉換閾值和三種輸入狀態之間的關系如圖8-5所示。當PWM上的電壓大于閾值VIH（TG）時，TG被上拉到BST，使高側MOSFET導通，該MOSFET將保持導通，直到PWM降至VIL（TG）以下。類似地，當PWM小于VIH（BG）時，BG被上拉到BGVCC，使低側MOSFET導通，BG將保持高電平，直到PWM增加到閾值VIL（BG）以上。

圖8-5：三態及其轉換閾值

驅動器還能夠將兩個外部MOSFET驅動到斷開狀態，當PWM信號電平進入關閉窗口或三態（通常在1.2V和2V之間）時，在關閉保持時間到期后，兩個MOSFET都會關閉。當控制器想要減少活動相（多相架構）的數量以降低功耗時，此功能非常有用。原則上，三態也可以用于在重負載和輕負載轉換期間提高性能。

圖8-6是驅動器的時序圖，其中自適應交叉導通保護基于MOSFET在關斷期間的柵極到源極電壓，當PWM信號變低時，高側MOSFET將開始關斷，一旦高側MOSFET的VGS放電到1V以下，低側MOSFET就會開始導通。當PWM信號變高時，低側MOSFET將開始關斷，一旦低側MOSFET的VGS在1V以下放電，高側MOSFET就會開始導通。為了避免高側MOSFET和低側MOSFET之間的交叉導通，驅動器內部采用了自適應反擊穿控制方案，這種自適應方案允許將各種不同的功率MOSFET用于不同類型的功率轉換，但是為了最大限度地提高整體解決方案的效率，死區時間保持得盡可能短。

對應的VIH和VIL電平之間的滯后消除了由于開關轉換期間的噪聲而引起的錯誤觸發，但是應注意防止噪聲耦合到PWM引腳，特別是在高頻、高電壓應用中。

圖8-6：三態柵極驅動器時序圖

驅動能力

由于功率MOSFET通常占轉換器中功率損耗的大部分，因此具備快速導通和關斷特性的功率MOSFET非常重要，從而最大限度地減少轉換時間和功率損耗。如圖8-7所示，驅動器的典型1.5Ω上拉電阻和0.8Ω下拉電阻相當于10V驅動器電源下的3A峰值上拉電流和6A峰值下拉電流。BG和TG都可以驅動MOSFET的快速導通轉變，具有以18ns上升時間驅動3.3nF負載的能力，所以一定要關注所選MOS的寄生電容和Layout電容。

圖8-7：半橋配置中的簡化輸出級

3.工作過程 *

當VCC引腳電壓超過VCC上升電壓閾值（VUVLO_R）時，驅動器開始根據PWM狀態進行操作。在VCC引腳電壓達到VCC上升閾值之前，兩個MOSFET都保持在斷開狀態。對于VCC，建議其上升沿的斜率高于上升UVLO閾值附近的5V/100ms。當PWM信號執行從低狀態到高狀態的轉換（PWM電壓高于2.5V典型值）時，在關斷傳播延遲時間之后，低側MOSFET關斷，接下來在導通傳播延遲時間之后，高側MOSFET導通。一旦接通時間到期，PWM信號從高狀態轉換到到低狀態（PWM電壓低于0.8V典型值），這將在關斷傳播延遲時間之后將高側MOSFET從導通狀態驅動到截止狀態。

4.自舉電容

高側MOSFET通過自舉電路供電，有的內部帶自舉電源，有的驅動器嵌入自舉二極管，因此要完成Boot網絡，只需要在PHASE引腳和BOOT引腳之間添加電容。在許多情況下，驅動器經過優化已具備最佳的開關動作，因此不需要外部電阻（串聯柵極驅動電阻）。根據高側MOSFET柵極電荷來選擇自舉電容，以下公式給出了由于高側MOSFET的充電而引起的自舉電容兩端的電壓降的準確估算：

ΔVBoot是自舉電壓的浮動值，這通常應盡可能低，以避免高側MOSFET的Rdson下降，一般0.1V和0.01V之間的值是可以接受的。

低側MOSFET驅動器通過VCC引腳供電，自舉電容的相同考慮因素和公式可以應用于對VCC引腳進行濾波的電容。部分驅動器還支持將驅動電壓從4.5V調整到8V，這樣的靈活性使設計者能夠以任何所需的方式塑造效率曲線。

5.注意點

驅動器輸出上的強下拉防止了交叉傳導電流，例如在圖8-7所示的半橋配置中，當BG關閉低側功率MOSFET，TG打開高側功率MOSFET時，SW引腳上的電壓可能會非常迅速地上升到VIN，該高頻正瞬態電壓將通過低側功率MOSFET的CGD電容耦合到BG引腳。如果BG引腳沒有被充分壓低，BG引腳上的電壓可能會上升到低側功率MOSFET的閾值電壓以上，從而瞬間使其重新導通，因此高側和低側MOSFET都將導通，這將導致大量的交叉導通電流通過MOSFET從VIN流到地，從而造成相當大的功率損失并且可能損壞MOSFET，因此建議BG和TG引腳的PCB走線盡可能短粗，以最大限度地減少寄生電感。