引言：對于中壓或高壓的電源系統(tǒng)，對MOS組的要求特別高，DrMOS已經(jīng)不能滿足設(shè)計參數(shù)要求，此時將DrMOS再次分拆開來，將驅(qū)動部分獨立成為柵極驅(qū)動器。柵極驅(qū)動器的強度和抗擾度極佳，非常適用于電機驅(qū)動、家用電器、SMPS、電池供電應(yīng)用和大功率照明。

1.結(jié)構(gòu)組成

在SMPS中，如圖8-1所示，（Low Voltage Gate Drivers）低壓柵極驅(qū)動器 （半橋柵極驅(qū)動器）即是2部分。而在電機驅(qū)動中，兩個半橋柵極驅(qū)動器就可以組成一個H橋驅(qū)動器，控制電機的轉(zhuǎn)速和方向，在AC-DC/DC-AC中，還充當(dāng)整流器和逆變器，例如無線充電鏈路。每一個功率器件都需要一個驅(qū)動器（驅(qū)動芯片）

圖8-1：DC-DC結(jié)構(gòu)層級

圖8-1中是以PWM三態(tài)模式驅(qū)動，還有另外一種兩態(tài)模式驅(qū)動，本節(jié)先介紹PWM模式，下節(jié)介紹HL兩態(tài)模式。

2.PWM三態(tài)模式驅(qū)動

驅(qū)動結(jié)構(gòu)

圖8-2是一個和數(shù)字電源控制器搭配使用的半橋柵極驅(qū)動器IC內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖，其中VCC是獨立供電引腳，BOOT和PHASE用于自舉設(shè)置（BST），PWM來自于數(shù)字電源控制器的PWM輸入，輸入信號PWM參考SGND引腳，TG/BG（UG/LG）狀態(tài)由該引腳處的電壓決定。驅(qū)動器內(nèi)部實現(xiàn)了一個嵌入式電阻器網(wǎng)絡(luò)，如果該引腳是浮動的，內(nèi)部電阻分壓器會觸發(fā)高Z模式，在該模式下BG和TG都關(guān)閉，Layout時該引腳上的寄生電容應(yīng)最小化。

圖8-2：典型的半橋驅(qū)動IC內(nèi)部結(jié)構(gòu)

圖8-3：典型的半橋驅(qū)動IC內(nèi)部結(jié)構(gòu)-2

柵極驅(qū)動器接收以地為基準(zhǔn)的低電壓數(shù)字PWM信號，以驅(qū)動半橋配置中的兩個N溝道功率MOSFET。低側(cè)MOSFET的柵極被驅(qū)動為高或低，在BGVCC和BGRTN之間擺動，這取決于PWM引腳的狀態(tài)。類似地，高側(cè)MOSFET的柵極與低側(cè)MOSFET互補地被驅(qū)動，在BST和SW之間擺動。低側(cè)驅(qū)動器和高側(cè)驅(qū)動器都是浮柵驅(qū)動器，獨特的雙浮動結(jié)構(gòu)使柵極驅(qū)動器輸出穩(wěn)健，對地噪聲不太敏感，對稱設(shè)計允許半橋輸出是輸入邏輯的反相或非反相。

而同一個PWM波可以同時驅(qū)動多個驅(qū)動器，如圖8-4所示：

圖8-4：多驅(qū)動器模式

驅(qū)動邏輯

對于具有固定轉(zhuǎn)換閾值的三態(tài)PWM輸入，驅(qū)動器的轉(zhuǎn)換閾值和三種輸入狀態(tài)之間的關(guān)系如圖8-5所示。當(dāng)PWM上的電壓大于閾值VIH（TG）時，TG被上拉到BST，使高側(cè)MOSFET導(dǎo)通，該MOSFET將保持導(dǎo)通，直到PWM降至VIL（TG）以下。類似地，當(dāng)PWM小于VIH（BG）時，BG被上拉到BGVCC，使低側(cè)MOSFET導(dǎo)通，BG將保持高電平，直到PWM增加到閾值VIL（BG）以上。

圖8-5：三態(tài)及其轉(zhuǎn)換閾值

驅(qū)動器還能夠?qū)蓚€外部MOSFET驅(qū)動到斷開狀態(tài)，當(dāng)PWM信號電平進(jìn)入關(guān)閉窗口或三態(tài)（通常在1.2V和2V之間）時，在關(guān)閉保持時間到期后，兩個MOSFET都會關(guān)閉。當(dāng)控制器想要減少活動相（多相架構(gòu)）的數(shù)量以降低功耗時，此功能非常有用。原則上，三態(tài)也可以用于在重負(fù)載和輕負(fù)載轉(zhuǎn)換期間提高性能。

圖8-6是驅(qū)動器的時序圖，其中自適應(yīng)交叉導(dǎo)通保護(hù)基于MOSFET在關(guān)斷期間的柵極到源極電壓，當(dāng)PWM信號變低時，高側(cè)MOSFET將開始關(guān)斷，一旦高側(cè)MOSFET的VGS放電到1V以下，低側(cè)MOSFET就會開始導(dǎo)通。當(dāng)PWM信號變高時，低側(cè)MOSFET將開始關(guān)斷，一旦低側(cè)MOSFET的VGS在1V以下放電，高側(cè)MOSFET就會開始導(dǎo)通。為了避免高側(cè)MOSFET和低側(cè)MOSFET之間的交叉導(dǎo)通，驅(qū)動器內(nèi)部采用了自適應(yīng)反擊穿控制方案，這種自適應(yīng)方案允許將各種不同的功率MOSFET用于不同類型的功率轉(zhuǎn)換，但是為了最大限度地提高整體解決方案的效率，死區(qū)時間保持得盡可能短。

對應(yīng)的VIH和VIL電平之間的滯后消除了由于開關(guān)轉(zhuǎn)換期間的噪聲而引起的錯誤觸發(fā)，但是應(yīng)注意防止噪聲耦合到PWM引腳，特別是在高頻、高電壓應(yīng)用中。

圖8-6：三態(tài)柵極驅(qū)動器時序圖

驅(qū)動能力

由于功率MOSFET通常占轉(zhuǎn)換器中功率損耗的大部分，因此具備快速導(dǎo)通和關(guān)斷特性的功率MOSFET非常重要，從而最大限度地減少轉(zhuǎn)換時間和功率損耗。如圖8-7所示，驅(qū)動器的典型1.5Ω上拉電阻和0.8Ω下拉電阻相當(dāng)于10V驅(qū)動器電源下的3A峰值上拉電流和6A峰值下拉電流。BG和TG都可以驅(qū)動MOSFET的快速導(dǎo)通轉(zhuǎn)變，具有以18ns上升時間驅(qū)動3.3nF負(fù)載的能力，所以一定要關(guān)注所選MOS的寄生電容和Layout電容。

圖8-7：半橋配置中的簡化輸出級

3.工作過程 *

當(dāng)VCC引腳電壓超過VCC上升電壓閾值（VUVLO_R）時，驅(qū)動器開始根據(jù)PWM狀態(tài)進(jìn)行操作。在VCC引腳電壓達(dá)到VCC上升閾值之前，兩個MOSFET都保持在斷開狀態(tài)。對于VCC，建議其上升沿的斜率高于上升UVLO閾值附近的5V/100ms。當(dāng)PWM信號執(zhí)行從低狀態(tài)到高狀態(tài)的轉(zhuǎn)換（PWM電壓高于2.5V典型值）時，在關(guān)斷傳播延遲時間之后，低側(cè)MOSFET關(guān)斷，接下來在導(dǎo)通傳播延遲時間之后，高側(cè)MOSFET導(dǎo)通。一旦接通時間到期，PWM信號從高狀態(tài)轉(zhuǎn)換到到低狀態(tài)（PWM電壓低于0.8V典型值），這將在關(guān)斷傳播延遲時間之后將高側(cè)MOSFET從導(dǎo)通狀態(tài)驅(qū)動到截止?fàn)顟B(tài)。

4.自舉電容

高側(cè)MOSFET通過自舉電路供電，有的內(nèi)部帶自舉電源，有的驅(qū)動器嵌入自舉二極管，因此要完成Boot網(wǎng)絡(luò)，只需要在PHASE引腳和BOOT引腳之間添加電容。在許多情況下，驅(qū)動器經(jīng)過優(yōu)化已具備最佳的開關(guān)動作，因此不需要外部電阻（串聯(lián)柵極驅(qū)動電阻）。根據(jù)高側(cè)MOSFET柵極電荷來選擇自舉電容，以下公式給出了由于高側(cè)MOSFET的充電而引起的自舉電容兩端的電壓降的準(zhǔn)確估算：

ΔVBoot是自舉電壓的浮動值，這通常應(yīng)盡可能低，以避免高側(cè)MOSFET的Rdson下降，一般0.1V和0.01V之間的值是可以接受的。

低側(cè)MOSFET驅(qū)動器通過VCC引腳供電，自舉電容的相同考慮因素和公式可以應(yīng)用于對VCC引腳進(jìn)行濾波的電容。部分驅(qū)動器還支持將驅(qū)動電壓從4.5V調(diào)整到8V，這樣的靈活性使設(shè)計者能夠以任何所需的方式塑造效率曲線。

5.注意點

驅(qū)動器輸出上的強下拉防止了交叉?zhèn)鲗?dǎo)電流，例如在圖8-7所示的半橋配置中，當(dāng)BG關(guān)閉低側(cè)功率MOSFET，TG打開高側(cè)功率MOSFET時，SW引腳上的電壓可能會非常迅速地上升到VIN，該高頻正瞬態(tài)電壓將通過低側(cè)功率MOSFET的CGD電容耦合到BG引腳。如果BG引腳沒有被充分壓低，BG引腳上的電壓可能會上升到低側(cè)功率MOSFET的閾值電壓以上，從而瞬間使其重新導(dǎo)通，因此高側(cè)和低側(cè)MOSFET都將導(dǎo)通，這將導(dǎo)致大量的交叉導(dǎo)通電流通過MOSFET從VIN流到地，從而造成相當(dāng)大的功率損失并且可能損壞MOSFET，因此建議BG和TG引腳的PCB走線盡可能短粗，以最大限度地減少寄生電感。