MOSFET和IGBT的概念

場效應管主要有兩種類型，分別是結型場效應管（JFET）和絕緣柵場效應管（MOS管）。

mosfet是什么意思

金屬-氧化物半導體場效應晶體管，簡稱金氧半場效晶體管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor, MOSFET)是一種可以廣泛使用在模擬電路與數字電路的場效晶體管(field-effect transistor)。MOSFET依照其"通道"(工作載流子)的極性不同，可分為"N型"與"P型" 的兩種類型，通常又稱為NMOSFET與PMOSFET，其他簡稱上包括NMOS、PMOS等。

IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor)，絕緣柵雙極型晶體管，是由晶體三極管和MOS管組成的復合型半導體器件。

IGBT作為新型電子半導體器件，具有輸入阻抗高，電壓控制功耗低，控制電路簡單，耐高壓，承受電流大等特性，在各種電子電路中獲得極廣泛的應用。

從結構來說，以N型溝道為例，IGBT與MOSFET（VDMOS）的差別在于MOSFET的襯底為N型，IGBT的襯底為P型；從原理上說IGBT相當與一個mosfet和一個BIpolar的組合，通過背面P型層的空穴注入降低器件的導通電阻，但同時也會引入一些拖尾電流等問題；從產品來說，IGBT一般用在高壓功率產品上，從600V到幾千伏都有；MOSFET應用電壓相對較低從十幾伏到1000左右。

二、MOSFET和IGBT的功率區別

IGBT可以提供很大的功率、電流和電壓，但是頻率并不太高。目前的IGBT硬開關速度可以達到100KHZ，已經不錯了。但是，相對于MOSFET的工作頻率來說還是杯水車薪，MOSFET可以工作到幾百KHZ、MHZ，甚至幾十MHZ的射頻產品。

三、MOSFET和IGBT的優缺點

3.1 MOSFET

MOSFET是一個三端（柵極、漏極和源極）全控開關。柵極/控制信號發生在柵極和源極之間，其開關端為漏極和源極。柵極本身由金屬制成，使用金屬氧化物與源極和漏極分開。這可以減少功耗，并使晶體管成為用作電子開關或共源放大器的絕佳選擇。

為了正常工作，MOSFET必須保持正溫度系數。這意味著幾乎沒有熱失控的機會。通態損耗較低，因為理論上晶體管的通態電阻沒有限制。此外，由于MOSFET可以在高頻下工作，它們可以執行快速開關應用而關斷損耗很小。

MOSFET的種類很多，但最能與IGBT相媲美的是功率MOSFET。它專為處理重要的功率水平而設計。它們僅在“開”或“關”狀態下使用，這導致它們成為使用最廣泛的低壓開關。與IGBT相比，功率MOSFET在低電壓工作時具有換流速度更快和效率更高的優點。

更重要的是，它可以維持高阻斷電壓并保持高電流。這是因為大多數功率MOSFET結構都是垂直的（不是平面的）。它的額定電壓是N-外延層的摻雜和厚度的直接函數，它的額定電流與溝道的寬度有關（溝道越寬，電流越高）。由于其效率，功率MOSFET用于電源、dc/dc轉換器和低壓電機控制器。

3.2 IGBT

IGBT也是一個三端（柵極、集電極和發射極）全控開關。它的柵極/控制信號發生在柵極和發射極之間，其開關端子是漏極和發射極。它結合了MOSFET中的簡單柵極驅動特性和雙極晶體管的高電流和低飽和電壓能力。它通過使用隔離柵場效應晶體管作為控制輸入，使用雙極功率晶體管作為開關來實現這一點。

更重要的是，IGBT專門設計用于快速開啟和關閉。事實上，它的脈沖重復頻率實際上進入了超聲波范圍。這種獨特的能力是為什么IGBT經常與放大器一起使用，以利用脈寬調制和低通濾波器合成復雜波形。它們還用于在粒子和等離子體物理學等領域產生大功率脈沖，并在電動汽車、火車、變速冰箱、空調等現代電器中發揮作用。更多詳細信息，請參閱本文“ MOSFET與IGBT ”。

四、MOSFET和IGBT的應用特點

至于它的應用，根據它的特點：MOSFET用于開關電源（可以看這篇論文《大功率可調開關電源的工作原理》，鎮流器，高頻感應加熱，高頻逆變焊接機、通訊電源等高頻電源，IGBT專注于焊接、逆變器、逆變器、電鍍電源、超音頻感應加熱等領域。

開關電源(SMPS)的性能在很大程度上取決于功率半導體器件的選擇，即開關和整流器。

MOSFET開關電源

雖然對于選擇IGBT或MOSFET的問題并沒有全面的解決方案，但比較IGBT和MOSFET在具體SMPS應用中的性能，仍然可以確定關鍵參數的范圍。

MOSFET和IGBT中的V傳導損耗

除了IGBT壓降更長之外，IGBT和功率MOSFET的導通特性非常相似。從基本的IGBT等效電路（見圖1）可以看出，PNP BJT集電極基區的少數載流子完全調整所需的時間導致電壓拖尾電壓的出現。

圖1：IGBT等效電路

這種延遲會導致準飽和效應，因此集電極/發射極電壓不會立即降至其VCE (sat)值。當負載電流從封裝的并聯、反并聯二極管切換到IGBT的集電極時，這種效應還會導致ZVS情況下的VCE電壓升高。

IGBT數據表中列出的Eon能耗是每個轉換周期的Icollector和VCE乘積的時間積分，單位為焦耳，并且包含與等級飽和相關的額外損耗。它進一步分為兩個Eon能量參數，Eon1和Eon2。Eon1不包括與硬開關二極管損耗相關的功率損耗，而Eon2包括與二極管恢復相關的硬開關開通能量，可以通過恢復與二極管封裝二極管相同的二極管來測量。

通常，Eon2測試電路如圖2所示。IGBT通過使用兩個脈沖打開和關閉來測量Eon。第一個脈沖將增加電感電流以達到所需的測試電流，然后第二個脈沖將測量測試電流在二極管上恢復時的Eon損耗。

圖2：典型的導通能量Eon和關斷能量Eoff測試電路

Eon開關損耗由柵極驅動電壓和阻抗以及硬開關導通時整流二極管的恢復特性決定。對于傳統的CCM升壓PFC電路，升壓二極管恢復特性在Eon(on)能耗控制中極為重要。除了選擇具有最小Trr和QRR的升壓二極管外，確保二極管具有軟恢復特性也很重要。柔軟度，即tb / ta的比率，對開關器件產生的電噪聲和電壓尖峰有相當大的影響。

一些高速二極管在時間tb期間IRM (REC)的電流下降率(di/dt)很高，從而在電路的寄生電感中產生高電壓尖峰。這些電壓尖峰會導致電磁干擾(EMI)，并可能導致二極管上的反向電壓過高。

在全橋和半橋拓撲等硬開關電路中，采用IGBT封裝的封裝是快速恢復晶體管或MOSFET體二極管。當相應的開關導通時，二極管有電流流過，二極管的恢復特性決定了Eon損耗。因此，選擇具有快速體二極管恢復特性的MOSFET非常重要。不幸的是，MOSFET的寄生二極管或體二極管的恢復特性比目前業界使用的分立二極管要慢。因此，對于硬開關MOSFET應用，體二極管通常是決定SMPS工作頻率的限制因素。

通常，選擇IGBT封裝二極管以匹配其應用，具有較低正向傳導損耗的較慢超快二極管和較慢的低VCE (sat)電機驅動IGBT封裝。相比之下，軟恢復超快二極管可以與高頻SMPS2開關模式IGBT組合進行封裝。除了選擇合適的二極管外，設計人員還可以通過調整柵極驅動導通源阻抗來控制Eon損耗。降低驅動源阻抗將增加IGBT或MOSFET的開/關并降低Eon損耗。Eon損耗和EMI需要妥協，因為更高的di/dt會導致電壓尖峰，增加輻射和傳導EMI。為了選擇正確的柵極驅動阻抗以滿足開通di/dt要求，可能需要對電路進行內部測試和驗證。

圖3：MOSFET傳輸特性

假設FET電流在導通時上升到10 A，則柵極電壓必須從5.2 V過渡到6.7 V，才能根據圖3中25 °C時的曲線達到10 A的值，平均GFS為10 A / (6.7 V- 5.2V) = 6.7mΩ。

等式1得出所需on di / dt的柵極驅動阻抗

將平均GFS值應用于公式1會導致柵極驅動電壓Vdrive = 10V，所需的di / dt = 600A / μs，FCP11N60的VGS (avg) = 6V和Ciss = 1200pF的典型值；柵極驅動阻抗為37Ω。由于瞬態GFS值在圖3的圖表中是一條對角線，因此在Eon期間會發生變化，這意味著di / dt也會發生變化。指數衰減的柵極驅動電流Vdrive和下降的Ciss也作為VGS的函數進入公式，呈現出令人驚訝的線性電流上升的整體效應。

類似地，可以對IGBT執行類似的柵極驅動導通電阻計算。VGE (avg)和GFS可以由IGBT開關特性確定，并且使用VGE (avg)處的CIES值代替Ciss。計算得到的IGBT開通柵極驅動阻抗為100Ω，高于之前的37Ω，說明IGBT GFS越高，CIES越低。這里的關鍵點是，為了從MOSFET切換到IGBT，必須調整柵極驅動電路。

六、傳導損耗詳解

與額定電壓為600V的器件相比，IGBT通常比相同芯片尺寸的600V MOSFET具有更少的傳導損耗。當集電極和漏極電流密度被清楚地檢測到并且在最壞的情況下工作結溫時，應該進行這種比較。例如，FGP20N6S2 SMPS2 IGBT和FCP11N60 SuperFET的RθJC值為1°C/W。圖4顯示了結溫為125°C時導通損耗與直流電流的關系。MOSFET在直流電流大于2.92A時更大。

圖4：傳導損耗DC工作

圖5：CCM升壓PFC電路中的傳導損耗

然而，圖4中的直流傳導損耗不太適合大多數應用。同時，圖5顯示了CCM（連續電流模式）、升壓PFC電路、125°C結溫以及85V交流輸入電壓Vac和400Vdc直流輸出電壓工作模式下的傳導損耗比較。圖中，MOSFET-IGBT的曲線交叉點為2.65A RMS。對于PFC電路，當交流輸入電流大于2.65A RMS時，MOSFET的傳導損耗更大。2.65A PFC交流輸入電流等于MOSFET中通過公式2計算的2.29A RMS。計算MOSFET傳導損耗I2R、公式2定義的電流以及125°C時MOSFET的RDS (on)。將RDS (on)考慮到漏極電流的變化，可以進一步細化導通損耗，如圖6所示。

圖6：FCP11N60 (MOSFET)：RDS (on)與IDRAIN和VGE變化

在MOSFET傳導非常小的占空比的高脈動電流拓撲中，應考慮圖6所示的特性。如果FCP11N60 MOSFET工作在一個漏極電流為20A脈沖（即5.5A RMS）且占空比為7.5%的電路中，則有效RDS (on)將小于5.5A（數據表中的測試電流）0.32歐姆大25%。

公式2 CCM PFC電路中的RMS電流

在公式2中，Iacrms是PFC電路RMS輸入電流；Vac為PFC電路RMS輸入電壓；Vout是直流輸出電壓。

在實際應用中，計算類似PFC電路中IGBT的導通損耗會更加復雜，因為每個開關周期是在不同的IC上執行的。IGBT的VCE(sat)不能用單一阻抗來表示。更簡單直接的方法是將其表示為與固定VFCE電壓串聯的電阻器RFCE，VCE (ICE) = ICE × RFCE + VFCE。然后可以將傳導損耗計算為平均集電極電流和VFCE的乘積，加上RMS集電極電流的平方，再乘以阻抗RFCE。

圖5中的示例僅考慮了CCM PFC電路的傳導損耗，對于最差傳導情況的設計目標，假設其小于15W。以FCP11N60 MOSFET為例，該電路限制在5.8A，FGP20N6S2 IGBT可以在9.8A交流輸入電流下工作。它傳導70%以上的MOSFET功率。

盡管IGBT具有低傳導損耗，但大多數600V IGBT是PT（穿通）器件。PT器件具有NTC（負溫度系數）特性，不能并聯。或許，這些器件可以通過匹配器件VCE (sat)、VGE (TH)（柵極觸發閾值電壓）和機械封裝來實現有限的并聯，從而使IGBT芯片的溫度保持恒定不變。相比之下，MOSFET具有PTC（正溫度系數），可提供良好的電流分流。

總結兩者區別

1.由于MOSFET的結構,通常它可以做到電流很大,可以到上KA,但是前提耐壓能力沒有IGBT強。

2.IGBT可以做很大功率,電流和電壓都可以,就是一點頻率不是太高,目前IGBT硬開關速度可以到100KHZ,那已經是不錯了.不過相對于MOSFET的工作頻率還是九牛一毛,MOSFET可以工作到幾百KHZ,上MHZ,以至幾十MHZ,射頻領域的產品.

3.就其應用,根據其特點:MOSFET應用于開關電源,鎮流器,高頻感應加熱,高頻逆變焊機,通信電源等等高頻電源領域;IGBT集中應用于焊機,逆變器,變頻器,電鍍電解電源,超音頻感應加熱等領域。

文章來源：功率半導體生態圈

審核編輯：湯梓紅