本文轉載自：UnitedSiC微信公眾號

摘要

功率轉換是幾乎所有電子器件中的常見元素，有多種拓撲結構。新興的應用有其獨特的要求，這就促使工程師們開發能提供具有最佳性能和效率平衡的交流轉直流和直流轉直流轉換器。然而，這并非總是一個簡單任務。

選擇正確的拓撲結構僅僅是挑戰的開始，還必須仔細選擇功率組件，而隨著新半導體技術進入市場，工程師們有機會發現和評估新解決方案能否解決舊問題。

白皮書

本白皮書介紹了新半導體技術的開發背景，并提供了幾個創新部件的示例，這些部件可以為當前和新興功率轉換應用提供適當的功能組合。

電子器件和電機是現代社會的支柱，很難想象失去讓我們高效、舒適、信息豐富、娛樂的眾多電子器件后的工作和生活。可以非常概括地說，這些設備都需要電力才能運行，包括用于500kW工業電機的可變頻率和振幅的三相交流電以及用于數字處理器的0.6V直流電。從化石燃料或可再生能源中的潛能一直到CPU內核電壓，都需要功率轉換級以及盡可能降低散逸到環境中的損耗。然而，隨著全球能耗不斷增加（2019年約為180,000 TWh），不完美的轉換效率會導致產生的熱量增加，加劇全球變暖，提高電力供應商和消費者等各方的成本。

世界各地的人們紛紛努力盡可能降低能耗，但是隨著全世界的經濟體邁向現代化，能耗量在不可逆轉地增加。同時，各國/地區政府也在設立節能目標。例如，在歐盟，到2030年，各成員國需要通過提升能效使得從主要來源中獲取的能量比2007年的預測合計降低32.5%。在物聯網、電動車、5G普及和數據中心等市場的推動下，全球電子設備需求呈爆炸性增長，這一背景與節能要求背道而馳。當然，這些應用中的功率轉換最終級數量眾多，且市場價值龐大。例如，2019年的直流轉換器市場價值為85億美元，預計到2025年將增長到224億美元，年復合增長率為17.5%，其中，電信應用是增長龍頭。很明顯，在市場不斷擴大的情況下實現節能目標的唯一辦法是讓功率轉換過程變得前所未有地高效。

與效率問題最相關的是終端負載，隨后是局部溫度上升以及浪費的電力造成的財務和環境成本。當升溫時，設備可靠性和使用壽命會降低，用戶常常被迫提供主動冷卻。然而，這本身就會消耗更多電力，而且只是簡單地將過多的熱量轉移到別處。因此，降低損耗是所有功率轉換設計的當務之急。

新興應用

直流轉換始終是開關模式電源的一個不可分割的元素，包括直接轉換或作為中間級，但是這些年來，功率電平和電壓電平發生了顯著變化。早期的設備電源會將經過整流的主電源交流電轉換成12V直流電等，以便用于模擬和一般用途，還可以相對寬松地轉換成5V穩壓電，用于TTL邏輯電路。現在，大部分功率都是數字電路電源軌消耗的，這些電源軌需要更準確，而且通常不到1V。對于同樣的功率，當使用低壓時，電流電平會增加，造成更高的互聯損耗。此外，傳統整流器二極管等固定壓降更大程度上變成了終端電壓的一部分，造成了更多的損耗。

鑒于數據中心消耗了全球電力需求的1%左右。在此應用中，從主要能源來源到最終負載電壓的轉換效率的重要性毋庸置疑。為解決此問題，在較高的直流電電壓及其相應的較低電流下，使用有“中間總線”的電路圖進行配電，并用“負載點”直流轉換器提供最終電壓。過去一直使用共源共柵的中間總線來盡量減小整個裝置各處的損耗，但是當前趨勢是從主交流電源生成48V的電壓，在此時搭配備用電池，然后直接在負載處將48V轉換成不到1V（見圖1）。這可以免除對第二個中間總線的需要，但是最終的大型降壓轉換率本身就帶來了效率問題，需要有高性能的半導體開關。

圖1. 典型的現代數據中心功率分布

僅僅幾年時間，實用的電動車就已經從科幻小說中走出來，成為主流車輛，并創造了一個新的功率轉換應用領域，而這個領域注定具有高額的市場價值（見圖2）。一個明顯的功能是大功率牽引逆變器，它將高壓電池直流電轉換成三相電動機用電，不過也有許多其他級：電動車上的傳統設備仍使用12V電池，該電池需要在脫離牽引蓄電池的情況下通過直流轉換器進行充電。越來越多的轉換器采用雙向電流設計，以便在緊急情況下可以利用多余的電量進行牽引。還有車載充電器（OBC），這是一個交直流轉換器，它也可以是雙向的，以便將電返回到電網中，支持公共設施負載調平。自然而然地，車中的大部分控制、安全和娛樂電子器件都是數字器件，還有眾多的專用直流轉換器來為局部電源軌供電。與此相對的是，快速的路邊充電器或家用充電器可以在數百千瓦的功率電平下提供牽引蓄電池電壓。在車輛中，功率轉換中損耗的每瓦特功率都會縮短單次充電行駛里程，而在充電器中，則會導致更高的運行成本和延長投資回報時間。因此，效率再次成為關鍵，并突顯了對損耗極低的高壓半導體開關的需要。

圖2. 典型電動車中的功率轉換

在更廣闊的社會中，出行設備及其充電器的增加會使得對高效功率轉換的需求越來越多，而在工業中，工業物聯網（IIoT）或“工業4.0”是市場的推動因素，會需要更大量的較低功率傳感器和促動器。這些都需要內部直流轉換器，因為它們依靠電池、能量收集運行，或依靠以太網供電（PoE）運行，而不依靠使用一個大電源的傳統集中式設備布置。

轉換的拓撲結構

如果要實施直流轉換以產生最終負載電壓，則有大量拓撲結構可供使用，具體取決于功率電平以及是否需要為安全性和功能而進行隔離。除了非隔離、低效率的線性調節器，開關模式的調節器也普遍用于提高效率，其拓撲結構衍生自兩個基本配置：“降壓”或“升壓”（見圖3）。降壓轉換器以脈沖形式直接將能量傳遞到輸出，并在主電源關閉期間用能量存儲電感器為輸出提供持續電流。在主電源打開期間，升壓轉換器在電感器內存儲要求的所有輸出能量，然后在關閉期間將能量傳遞到輸出，且在兩種情況下均使用電容器穩定到直流電的輸出。隔離的轉換器中的原理與等效的變壓器耦合拓撲結構相同，分別稱為“正激”和“反激”轉換器。

圖3. 降壓、升壓、正激和反激拓撲結構

到目前為止，降壓衍生的轉換器在隔離和非隔離應用中都極受歡迎，肯定可以用于超過幾十瓦的功率電平中。這是因為升壓衍生的轉換器中磁性元件的體積趨向于隨著功率直接擴展，而在降壓轉換器中，這種情況較少，且實際的線號和隔離距離與磁性元件整體體積的關系更大。非隔離的降壓轉換器可擴展至大功率，且損耗低，還有同步整流等其他功能，此時要用MOSFET取代圖3中的二極管：多相版本通過讓兩個或更多功率級有不同相來將應力散布在半導體上，而最新一代寬帶隙（WBG）半導體提供低導電損耗和低開關損耗。對于隔離的轉換器，有更多降壓衍生的拓撲結構可供選擇，從單開關類型到半橋和全橋均包含在內，同樣需要搭配同步整流，并在更大功率電平下利用多相布置。

在上述所有拓撲結構中，在開關過渡期間都可能會產生功率耗散，且電壓和電流同時增大。為了抵消這一變化和提高效率，人們開發了“諧振”或“軟開關”設計，在開關打開時，它可延遲電流增大，直至電壓降至零（稱為零電壓開關或ZVS）。類似地，在關閉時可以安排零電流開關（ZCS）。在所有輸入、負載、隨著時間與溫度不斷變化的器件特征下，ZVS或ZCS都很難實現正確的定時，因此控制技術可能很復雜，但是現在有專門的控制集成電路來實現此功能。在大功率下，諧振相移全橋（PSFB）十分受歡迎，因為它容易實現50%占空比的開關驅動，并能通過改變橋布置中柵極驅動對的相來實現調節。

對于中間功率，LLC系列諧振轉換器（見圖4）現在是高效率的標準，而且也有容易實現的50%占空比的柵極驅動，可實現半橋和全橋，還能通過在相對窄的范圍內改變開關頻率來實現調節。

圖4. LLC諧振直流轉換器

引入數字控制技術也能促進PSFB和LLC類型等復雜諧振設計的采用，這種技術非常靈活，能調整電路動態，以適應不斷變化的條件，從而在運行范圍內實現高效率。

LLC轉換器

進一步檢查LLC轉換器可以獲得很多信息，了解拓撲結構如何降低半導體開關中的功耗。在圖4的電路草圖中，兩個開關柵極在50%占空比下反相驅動，為L1、C1和變壓器T1的一次電感構成的諧振電路或“回路”提供簡單的方波。簡單地說，通過變壓器體現出來的回路和負載構成了一個分壓器，以至于在諧振下，回路有電阻并達到最小值，因而沒有衰減。在較高或較低的頻率下，不采用諧振的情況下，回路的阻抗是電容性的或電感性的，且衰減是多變的，但是會在主諧振頻率下達到峰值，頻率則取決于負載。這允許通過變化驅動頻率來控制輸出電壓，并有附加效應，即回路會過濾方波驅動，以在變壓器一次側和二次側產生必要的正弦電流。因此不需要輸出濾波電感器。實際上，L1/C1將形成兩次諧振，L1處有變壓器的磁化電感，再加上C1，通過功率電路的增益變化會很復雜（見圖5）。實際電路圍繞L1/C1諧振運行，也就是圖5中的Fr1。

圖5. 在不同負載級別下，LLC轉換器中的功率級增益隨頻率而變化

兩個一次開關中都可以實現零電壓開關。簡單地說，采用電感負載，電流會落后于電壓，因此，如果LLC轉換器以高于其主諧振的頻率運行，此時回路會有電感，則電流只會在電壓提供盡可能小的疊加和耗損后上升。磁化電感中存儲的能量會導致在Q1關閉后和打開前，開關Q2內在死區時間有反向電流，從而在常見開關連接點釋放電容內的電，這是實現零電壓開關的必要條件，且在Q1打開和Q2關閉過程中會出現零電壓開關的等效機制。輸出二極管中會自然而然地出現零電流開關。然而，零電壓開關可能無法實現，導致在過載或短路情況下出現高損耗的“硬開關”，此時在電流領先于電壓的電容區，電路不得不在低頻率下運行。如果電感中存儲的能量不足以讓開關節點電容放電，在輕負載下也可能無法實現零電壓開關。因此，人們更想要輸出電容和相應EOSS極小的半導體開關，以便在所有正常條件下實現極低的開關損耗，且如果在非正常情況下無法實現零電壓開關，還需要恢復電荷QRR低的快速體二極管。

半導體開關及其性能表征（FoM）

LLC轉換器和類似拓撲結構所用的半導體開關有幾種類型可供選擇。硅MOSFET一直是標準解決方案，但是其使用有一些限制，還有一些要避免的缺陷。MOSFET中的輸出電容COSS和存儲的能量EOSS的量都是非線性的，可能會很大，因而需要比理想的死區時間更長的時間來放電。確保在開關前放電對于實現零電壓開關非常重要，但是在為電容充電的過程中仍有功率消耗，P = f x 0.5 x COSS x V2，由于V2，電壓越高，問題越大。很顯然，EOSS必須盡可能低，但是在所有其他條件相同的情況下，它還需要與導通電阻進行權衡。較大的晶粒可以有低RDS(ON)，并借助許多并聯單元實現低導電損耗，但是COSS和受其影響的EOSS自然會較高。因此在比較器件時，性能表征RDS*EOSS十分重要。在RDS*EOSS值相似的情況下，另一個可用于區分的性能表征是RDS-A，即單位晶粒面積的導通電阻。該值小，則表示器件電容低，給定目標導通電阻下的晶圓產出較高，因而單位成本較低。

在比較器件時，體二極管的特征或二極管效應很重要。在諧振轉換器中，MOSFET內的固有二極管會在軟開關期間自然而然地導電，但是其性能相對較差，且前向壓降高，電荷恢復QRR緩慢，且在高頻率和短死區時間下可能無法在開關周期內完成電荷恢復，從而導致損耗。氮化鎵（GaN）HEMT單元等寬帶隙器件沒有二極管，但是在“第三象限”通過主溝道從源極到漏極導電而非像MOSFET一樣通過寄生二極管導電。雖然在第三象限導電過程中HEMT單元中沒有恢復電荷，前向壓降也很高，等于柵極打開閾值電壓加上應用的任何負關閉驅動電壓。寬帶隙碳化硅（SiC）技術中的MOSFET有與肖特基二極管一樣快的寄生二極管，但是同樣地，前向電壓高，約為3V。雖然第三象限導電時間短，但是在需要極高的效率時，二極管或二極管效應產生的損耗仍然很明顯。RDS*QRR是一個有用的性能表征，綜合衡量溝道導電和二極管損耗。SiC MOSFET和GaN HEMT單元也需要達到非常敏感的柵極驅動要求才能實現最優效率。

SiC FET是所有特征都達到最優的器件（見圖6），它將低壓Si-MOSFET和SiC JFET以共源共柵配置結合在一起，同樣，它的RDSA、RDS*EOSS和RDS*QRR性能表征都比硅超結MOSFET、SiC MOSFET和GaN HEMT單元低。

圖6. SiC FET – Si MOSFET和SiC JFET的共源共柵結構

SiC FET有SiC的優勢，能實現超快的開關，導熱系數高，能在高溫下運行，也具有低壓Si-MOSFET能輕松實現柵極驅動的優勢。該器件的電容和存儲的電荷都很低，有快速體二極管效應，在25°C下，前向壓降很低，僅為1.5V左右。與GaN器件不同，SiC FET具有固有的雪崩能力，并有在短路條件下進行自限流的功能。

結論

在所有現代功率轉換器設計中，效率都是實現節能、降低成本和減小體積的推動因素，這些都可以通過降低功率耗散來實現。現代電路拓撲結構使用諧振開關，通常都能實現97%以上的效率，而剩余的損耗集中在殘余的導電和開關效應中。為了進一步降低損耗，現在有了SiC FET等寬帶隙半導體開關，其導通電阻測量值為數毫歐，開關特征近乎理想。結合簡單的電路實現和完整的SiC FET器件選項組合，UnitedSiC為低損耗功率開關提供了高性能、穩健的解決方案。

審核編輯 黃宇