1 引言

現代功率MOSFETs的發展趨勢是向著更高開關頻率和更低導通電阻發展，因此現代的功率MOSFETs相較于10年前的功率MOSFETs，為滿足更低導通電阻要求，硅基die的面積越來越小，隨之而來的問題是處理跟RDS(on)相關問題的能力減弱，比如MOSFETs工作在線性工作模式時，同時承受高電壓和大電流，功率損耗很大，擁有比較大的RDS(on)能夠更好地解決高功率損耗問題。

功率MOSFETs的安全工作區(SOA Safe Operating Area)定義了其允許承受的最大電壓電流范圍。所有的功率MOSFETs的選型設計必須考慮SOA的范圍，尤其是線性工作模式。線性工作模式涉及到電流飽和區的輸出特性， 漏電流(Ids)與漏源極電壓相對獨立，主要依賴于門極電壓(Vgs)。圖1中紅色區域為線性工作區，藍色區域為可變電阻區，漏源極電壓與漏極電流滿足歐姆定律。

圖1 功率MOSFET的輸出特性曲線

本文首先對安全工作區的概念進行分析理解，再根據具體的線性工作模式應用來驗證正確的安全工作區選擇的重要性！

2. 功率****MOSFET安全工作區SOA曲線

功率MOSFET有正向偏置SOA曲線(Forward Bias SOA, (FBSOA))和反向偏置SOA曲線(Reverse Bias SOA, (RBSOA))，數據表中一般是FBSOA曲線，這個安全工作區SOA曲線定義了最大的漏源極電壓值、漏極電流值，以保證器件在正向偏置時安全的工作。

圖2為Infineon功率MOSFET(BSC010NE2LS)的安全工作區SOA，藍色邊界斜線受導通電阻RDS(ON)限制；紅色邊界線受最大的脈沖漏極電流IDM的限制；深綠色邊界線受最大功率限制；淺綠色邊界線受溫度限制；黃色邊界線受最大的漏源極電壓BVDSS。圖2所給出的SOA曲線是在Tc=25°C 和100μs的單脈沖條件下計算得到的，數據手冊還提供了其他條件下的SOA曲線。下面將具體闡述SOA限制條件的推導過程。

圖2 功率MOSFET的SOA曲線

(1) SOA曲線左側藍色邊界斜線，受漏源極的導通電阻RDS(ON)限制。因為在一定的VGS的電壓下，功率MOSFET都有一個確定的RDS(ON)，VDS 和IDS 呈線性關系。

功率MOSFET數據表中的RDS(ON)特性和測試條件，在不同的溫度以及在不同的脈沖電流及脈沖寬度條件下，RDS(ON)的值都會不同，在實際的應用過程中，這條曲線的斜率因條件的不同而不同。

(2) 導通電阻限制后的紅色限制線定義了特定封裝下的最大漏極電流，因此IDM的值與封裝類型有很大的關系。DPAK封裝的最大漏極電流IDM與SuperSO8封裝的最大漏極電流IDM大很多，此外因為MOSFET的die會影響到bond wire的數量與尺寸，所以不同尺寸的die也會決定MOSFET的最大漏極電流IDM。

(3) 最大功率限制線是系統在Tj =150°C 下能夠穩定工作的最大功率計算值，因此最大功率限制值與系統的散熱條件以及MOSFET的熱阻系數(ZthJC)有很大關系。最大功率限制線可由下面熱阻公式估算得到。

首先假設，

由熱阻模型可得IDS和VDS之間的關系

由上述等式可得如下結論，

*漏極電流IDS與允許的最大溫升ΔTmax也就是與當前的Tc和最大Tj相關。
*漏極電流IDS與熱阻系數 ZthJC有關， 脈沖輸出條件下的ZthJC值又與脈沖長度和占空比有關，ZthJC的值可以從數據表中得到，從SOA曲線可以得出脈沖時間越長，最大溫升限制線越靠下。
*隨著功率損耗的增加，漏極電流IDS也隨漏源極電壓VDS增加而降低。

(4) 對于熱穩定限制線的理解，首先必須理解熱不穩定性的標準，如果功率MOSFET的單位溫升條件下功率輸出(Pgenerated)快于功率耗散 (Pdissipated)，即，

在這種情況下，系統不像最大功率限制線，是達不到熱平衡的。由下式可得到不等式

在不等式中，d IDS /dT稱為溫度系數，VDS>0,熱阻系數ZthJC>0, 所以熱不平衡的情況只能發生在溫度系數為正的情況下，MOSFET數據手冊中的傳遞特性曲線圖給出了不同溫度下的漏極電流IDS對VGS的關系，如圖3所示為Infineon的MOSFET的傳遞函數特性曲線，在VGS = 5V時，Tj=25°C 和Tj=150°C漏極電流IDS的上升快于溫度的上升，在VGS = 6V時，Tj=25°C 和Tj=150°C漏極電流IDS的上升慢溫度的上升，中間交叉點可以作為零溫度系數點(ZTC), 很明顯，熱不平衡發生在VGS小于ZTC對應的VGS點。

圖3. 功率MOSFET的傳輸特性曲線圖

溫度系數隨VGS由正變為負有兩個原因導致，一方面，由于晶陣中電子遷移率較低，MOSFET的RDS(on)隨溫度升高而增大。另一方面，由于更多的電子被激活到傳導區，MOSFET的閾值電壓隨溫度的升高而降低。在低溫條件下，閾值電壓隨溫度的升高而降低，電流隨溫度的升高而增大。在較高的溫度下，RDS(on)隨溫度的升高而增大，且成為主導因素，電流隨溫度的降低而減小。

如上圖所示，VGS在ZTC點以下會發生熱不穩定的現象。因此，MOSFET的ZTC點越靠近大電流和高VGS電壓，越容易發生熱不穩定性。ZTC點與MOSFET的跨導有直接關系，隨著跨導的增加，ZTC點將向更高的VGS方向移動。現代功率MOSFET的跨導不斷增加，因此ZTC的點也隨之增加。

當比較數據表中25V和150V MOSFET(如30V OptiMOS? vs 150V OptiMOS? 3)的跨導曲線時，我們會發現對于150V MOSFET，ZTC點位于較低的電流和VGS電壓下。這是因為對于高電壓等級的MOSFET(如150V)， RDS(on)隨溫度的升高將決定跨導隨溫度的變化，因為它們具有更厚的EPI層，更低的單元間距以及與低壓MOSFET (25V)相比，更低的摻雜濃度。

在討論了熱不穩定性原因之后，熱不穩定性下的破壞機制可以解釋為：一般假設MOSFET上的溫度分布是均勻的，因此Tj在整個芯片上是相同的，但事實上并非如此。模具與封裝之間存在如焊料厚度導致的小的不均勻性，它們將使局部有個小的溫升。這種局部溫差將隨著MOSFET運行于ZTC的左右的不同而變化:

*MOSFET運行于ZTC之上，溫度系數為負，溫度越高的地方流過的電流越少，溫度就越低。MOSFET就會逐漸趨于熱平衡，初始溫度變化變得無關緊要。
*MOSFET運行于ZTC之下，溫度系數為正，當局部熱點溫度升高時，更多的電流流過該熱點。這將導致局部功耗增加和進一步熱量增加，最終導致熱失控和芯片的局部破壞。

最后，必須解決如何根據不同于數據表的應用條件調整熱不穩定性線的問題。熱不穩定限制線的設定為

這意味著溫度系數必須是已知的，后者不容易計算。最直接的熱不穩定限制線的計算方法是根據以下步驟:

熱不穩定限制線的公式為:

其次可以在SOA關系圖中計算和繪制任意給定Tc、最大Tj和脈沖長度下的RDS(on)限制線、最大電流限制線和最大功耗限制線。如圖4中，利用A、B兩點計算得到系數α和β。

圖4 熱不穩定限制線的計算示意圖

(4) SOA曲線右邊垂直的邊界，是最大的漏源極電壓BVDSS。BVDSS是功率MOSFET數據表中所標稱的最小值。同樣的，在不同的測試條件下這個值也會不同，特別是采用更高的測試電流IDSS時，名義的標稱值就會偏高，而實際的工作范圍就會減小。

到目前為止，已經討論了SOA圖中的各種限制線。數據表通常提供Tc=25°C、Tjmax=150°C和各種單脈沖長度的SOA關系圖。現在，可以重新計算SOA關系圖以適應不同于數據表條件的應用。

3. 功率MOSFETs的線性模式工作

MOSFET的許多應用都存在線性工作模式，而線性模式工作一般都會涉及到安全工作區SOA的限制，尤其是連續長時間的線性工作模式。下面就典型的線性工作模式以及與SOA的限制關系進行分析理解。

功率MOSFET傳統的線性模式工作應用-電池充電器，風扇控制器

如圖5所示，風扇控制器中的功率MOSFET用作電流源，風扇速度(或電池充電器的充電電流)是由通過風扇的電流大小控制的，而電流完全由MOSFET控制，這意味著MOSFET必須在線性模式下工作，改變VGS電壓會改變流經電機的電流，從而改變風扇轉速。圖5的右側顯示了MOSFET的輸出特性，根據圖表，通過MOSFET的電壓VDS將是輸入電壓減去通過風扇的電壓降，可能高達7.5V，通過MOSFET的電流可以根據風扇速度的不同而在0~15A變化，因此，MOSFET的功耗可以達到最大112.5W。

為了確保MOSFET的安全運行，必須選擇性能良好的封裝(低RthJC和RthJA值)和適當的冷卻處理措施(風扇冷卻和/或散熱器冷卻)。當MOSFET作為風扇轉速控制器時，其線性工作模式為連續工作模式，電流(風扇轉速)僅由VGS電壓控制。由于MOSFET只在線性模式下工作，所以在計算功耗時，MOSFET的功率損耗與RDS(on)完全無關，只取決于MOSFET上的電壓和電流:Pdiss=VDS * IDS。

Fig. 5 MOSFET used as constant current source

部分線性模式操作e-fuse，負載開關

在e-fuse或負載開關的應用中，MOSFET可以用來保持緩慢開通，以避免高inrush電流的沖擊。對于e-fuse應用，e-fuse控制器感測電流的大小并通過改變MOSFET VGS電壓來控制電流，在此過程中，MOSFET短暫地以線性方式工作，VGS電壓緩慢增加，直到全部電流通過，最后MOSFET工作在歐姆區。圖6給出了e-fuse應用下MOSFET的工作輸出特性曲線圖。

當MOSFET用作負載開關時，會出現相同的三種操作狀態。MOSFET的關鍵是線性模式持續的時間，這取決于負載開關控制器(或e-fuse控制器)時間間隔，典型的計時時長是μs級的，甚至也可能達到ms，但重要的是要詳細了解跟這個時序的電壓和電流應力，以推算出是否超出MOSFET的SOA區域。

圖6. e-fuse應用下MOSFET的工作輸出特性曲線圖

短暫線性模式工作-Buck轉換器開關MOSFET

Buck變換器中高邊MOSFET開關，它在開通的過程中會有很短的一段時間進入線性模式運行。例如從MOSFET的VGS電壓正好達到閾值電壓(VGS(th))時，一直到漏源極電壓VDS為零，這段時間MOSFET工作在線性模式，這段時間對應于米勒平臺區。然而，現代功率mosfet的開關時間極短，最先進的25V-250V MOSFET能夠在幾納秒(<10ns)內從截止區變換到歐姆區。

在高性能buck變換器中，高邊MOSFET的線性模態運行時長只有幾個ns。該實例還表明，通過引入外部柵極電阻(Rg)或利用慢速驅動來降低開關速度，SOA曲線圖可能變得相關。因此，無論何時通過減慢開關速度來實現軟啟動或減少振鈴，都應該考慮SOA曲線圖。

4. 選擇更合適的MOSFET已適應不同的線性模式應用

如前面章節所述，線性模式工作條件下MOSFET將同時承受高VDS和IDS下，功耗會很高，SOA曲線圖可有效地評估MOSFET在線性模式下運行是否可靠。而通過SOA的各種限制線解釋說明，以及通過相關的一些公式，重新計算得到不同應用條件下的SOA關系圖。根據重新計算的結果，可以選擇到應用于線性模式工作條件下最適合的MOSFET。在此之前，最重要的是首先要了解MOSFET在線性模式下是連續工作(如電流源)，還是在完全打開前經過一段時間的線性模式工作區域，這樣才能更準確地應用SOA曲線來選擇更合適的MOSFET。

連續線性模式工作

在線性模式下連續工作時，功率損耗的判斷與MOSFET的RDS(on)和動態參數無關，而SOA成為關鍵設計準則，其中熱設計是最重要的，低ZthJC的MOSFET是最合適的。為了消除產生的熱量，必須采用合適的封裝和強制冷卻措施。這也意味著前幾代技術和/或更高電壓等級的MOSFET將更適合這種應用。

有限時長的線性模式工作

MOSFET通過線性模式工作區需要一定的時間。此時的VDS，IDS和脈沖長度必須滿足SOA區域工作。如果應用條件與SOA數據表條件不同(Tc溫度、VGS電壓、占空比……)，則需要根據相應的公式重新計算SOA關系圖。一般來說，低ZthJC和極低RDS(on)的MOSFET是比較合適線性模式工作的。

5. 總結

本文闡述了MOSFET的一個重要設計準則---安全工作區(SOA)，特別是當MOSFET處于線性模式時，必須考慮SOA曲線圖。SOA曲線準則適用于MOSFET以連續線性方式工作的應用中(例如MOSFET作為電流源)，也適用于MOSFET一定時間內的線性方式工作的應用中(例如e-fuse)。數據表中的SOA關系圖僅對給定的條件有效，對于不同的應用條件，必須重新計算相應的SOA曲線。