1. 引言

倍流整流方式( Current Doubler Rectifier , CDR) ZVS 全橋變換器利用兩個(gè)輸出濾波電感的能量可以在很寬的負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的ZVS而且使其輸出整流管自然換流, 從而避免了反向恢復(fù)引起的電壓振蕩和電壓尖峰, 但它要求在零狀態(tài)時(shí)一次側(cè)電流能快速下降, 而這只能依靠開關(guān)管的通態(tài)壓降來實(shí)現(xiàn)。一般開關(guān)管的通態(tài)壓降很小, 因此該變換器要求變壓器的漏感極小, 對(duì)變壓器的制造工藝提出了很高的要求。

針對(duì)這一不足，可以在原邊繞組串聯(lián)一個(gè)阻斷電容，利用阻斷電容的電壓使原邊電流在0狀態(tài)下快速下降。由于阻斷電容的電壓比開關(guān)管的通態(tài)壓降大得多，所以即使變壓器漏感較大，也能使原邊電流快速下降。下面詳細(xì)分析改進(jìn)的CDR ZVS PWM移相全橋變換器的工作原理，并討論超前橋臂和滯后橋臂實(shí)現(xiàn)ZVS的特點(diǎn)。

2. 工作原理

改進(jìn)的CDR ZVS 全橋變換器，如圖1a 所示, 其中Q1 ~ Q4 是四只開關(guān)管，D 1~~D4~ 分別是Q 1~~Q4的寄生二極管, C 1~~C4分別是Q 1~~Q4的結(jié)電容, Llk為變壓器漏感, DR1和DR2是輸出整流管, Lf1和L f2是兩個(gè)濾波電感, Cf~是濾波電容。

(a) 主電路

(b) 主要波形

圖1 改進(jìn)型CDR ZVS PWM移相全橋變換器

下面分析改進(jìn)型CDR ZVS PWM 全橋變換器的工作原理, 其主要波形如圖1b 所示。在分析之前, 作出如下的假設(shè):

① 有開關(guān)管、二極管均為理想器件;

② 所有電感、電容和變壓器均為理想元件;

③ C1 = C 3 ~ = Clead~ , C 2 = C4 = C lag ；

④ Lf1 = L f2 = Lf ;

⑤ 輸出濾波電容足夠大, 其電壓可認(rèn)為是一恒壓源Vo ;

在一個(gè)開關(guān)周期中, 各開關(guān)模態(tài)的工作情況如下，

(1) 開關(guān)模態(tài)0 [ t0 , t1 ] (參考圖2a)

在t1之前, Q1和Q4導(dǎo)通。整流管DR2導(dǎo)通, DR1截止。兩只濾波電感的電流和原邊電流分別為

(2) 開關(guān)模態(tài)1 [ t1 , t2 ] (參考圖2b)

t1時(shí)刻關(guān)斷Q1 , ip給C1充電, 同時(shí)給C3放電。由于有C1和C3 , Q1是零電壓關(guān)斷。ip同時(shí)也給Cb充電, Cb的電壓上升。在這段時(shí)間里，ip = iLf1 /K , 由于Lf1很大，iLf1基本保持不變, 這樣C1的電壓線性升高，C3的電壓線性降低。

在t2時(shí)刻，C3的電壓下降到零，D3自然導(dǎo)通，開關(guān)模式1結(jié)束，持續(xù)的時(shí)間為

(3) 開關(guān)模態(tài)2 [ t2 , t3 ] (參考圖2c)

D3導(dǎo)通后, Q3可零電壓開通。此時(shí)vAB =0 , Cb的電壓使ip減小, is也相應(yīng)減小, 因此DR1開始導(dǎo)通。由于DR1和DR2同時(shí)導(dǎo)通, 變壓器二次電壓被鉗在零位, 同樣一次電壓也為零,這樣Cb的電壓全部加在Llk上, Cb和Llk諧振工作。在這段時(shí)間里, 兩個(gè)濾波電感上的電壓均為-Vo , 其電流均線性下降。

。

在這個(gè)模態(tài)中, iLf2變負(fù), 并在t3時(shí)刻, is = -iLf2 , 那么iDR2 = 0，DR2自然關(guān)斷, 而iDR1 = iLf1 + iLf2 , DR1繼續(xù)導(dǎo)通, 從而兩個(gè)整流管實(shí)現(xiàn)換流。

(a) t1時(shí)刻之前 (b) [t1 , t 2 ]

(c) [t 2 , t 3 ] (d) [t3 , t 4 ]

(e) [t 4 , t 5 ] (f) [t5 , t 6 ]

(g) [t6 , t 7 ]

圖2 主功率變換器換流示意圖

(4) 開關(guān)模態(tài)3 [ t3 , t 4 ] (參考圖2d)

Q4和D3繼續(xù)導(dǎo)通, vAB = 0 , 負(fù)載電流全部流過D R1 。Cb的電壓很小，可忽略不計(jì)，因此加在兩個(gè)濾波電感上的電壓近似為-Vo , 其電流繼續(xù)線性下降。由于is = - iLf2 , 那么ip = - iLf2 /K, 而iLf2是負(fù)方向增大的, 因此ip又開始增加。

(5) 開關(guān)模態(tài)4 [ t4 , t 5 ] (參考圖2e)

在t4時(shí)刻關(guān)斷Q4 , ip給C4充電, 同時(shí)給C2放電。由于有C2和C4 , Q4是零電壓關(guān)斷。ip同時(shí)也給Cb充電, Cb上電壓上升。在這段時(shí)間里，ip = -iLf2 /K , 由于Lf2很大, iLf2基本保持不變, 這樣C4的電壓線性增加，C2的電壓線性降低。

在t5時(shí)刻,，C2的電壓下降至零，D2自然導(dǎo)通。

(6) 開關(guān)模態(tài)5 [ t5 , t 6 ] (參考圖2f)

D2導(dǎo)通后, 可以零電壓開通Q 2 。iLf1下降，iLf2增加，而ip = -iLf2 /K , 因此ip線性下降, Cb電壓繼續(xù)上升。在t6時(shí)刻, ip下降到零,D2和D3自然關(guān)斷, Q2和Q3中流過電流，Cb電壓達(dá)到最大。

(7) 開關(guān)模態(tài)6 [ t6 , t 7 ] (參考圖2g)

Q2和Q3導(dǎo)通, iLf1下降, iLf2增加, ip反方向增加。Cb的電壓開始下降。t7時(shí)刻關(guān)斷Q3 , 變換器開始另一半個(gè)周期[ t 7 , t 13 ], 其工作情況類似于上述的半個(gè)周期[ t 0 , t 7 ]。

3.超前管和滯后管實(shí)現(xiàn)ZVS 情況

由第2節(jié)的分析可知:

超前管的ZVS是利用輸出濾波電感在電流最大時(shí)提供的能量實(shí)現(xiàn)的。如圖2中的t1 、t7時(shí)刻。滯后管的ZVS是利用輸出濾波電感在電流最小(負(fù)值) 時(shí)提供的能量實(shí)現(xiàn)的。如圖2中的t4 、t10時(shí)刻。參考圖2 , 計(jì)算濾波電感電流的平均值。

式中ILfmax和ILfmin分別是輸出濾波電感電流的最大值跟最小值，Io是負(fù)載電流。

在[t2 , t10 ]時(shí)段里,iLf1從ILfmax線性下降到I Lfmin ，即

式中Ts為開關(guān)周期，Dy是變換器的占空比。

由式(14) 和式(15) 可得，

值得指出的是, 式(17) 中的ILfmin是負(fù)值。

從式(16)和式(17)中可以看出：負(fù)載越重， ILfmax越大，而ILfmin的絕對(duì)值越小，因此超前管的ZVS在重載時(shí)較輕載時(shí)容易實(shí)現(xiàn), 而滯后管在重載時(shí)實(shí)現(xiàn)ZVS 較輕載時(shí)困難。I Lfmax ~ > | ILfmin~ |，當(dāng)超前管和滯后管的結(jié)電容相同時(shí), 超前管較滯后管容易實(shí)現(xiàn)ZVS。因此，變換器實(shí)現(xiàn)ZVS 最困難的是滿載時(shí)的滯后管，參數(shù)設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)從這一點(diǎn)出發(fā)。

**4.總結(jié)

通過本文對(duì)CDR ZVS PWM全橋變換器的工作原理分析 , 了解到濾波電感在實(shí)現(xiàn)ZVS軟開關(guān)時(shí)的原理，以及加入阻斷電容后的一次電流如何工作。討論了超前管和滯后管各自實(shí)現(xiàn)ZVS的特點(diǎn)， 設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)從最難以實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)的滿載滯后管考慮。