本文分三篇講解LLC:
第一篇介紹軟開關(guān),和為什么選用LLC諧振拓?fù)鋪韺?shí)現(xiàn)軟開關(guān)。
第二篇介紹LLC工作原理,波形和時序,基波簡化分析法所需的數(shù)學(xué)知識,公式推導(dǎo)。
第三篇介紹LLC設(shè)計步驟,例舉一個實(shí)例計算。
01—LLC的工作
圖1
如圖1,LLC有兩個諧振頻率。一個由諧振分量 Lr 和 Cr 確定。另一個由 Lm、Cr 和負(fù)載條件確定。隨著負(fù)載越來越重,諧振頻率將向更高的頻率移動。兩個諧振頻率為:
在fr1的右側(cè),該變換器具有與 SRC相同的特性。在 fr1的左側(cè),PRC和 SRC的在爭奪主導(dǎo)地位。重載時,SRC 將占主導(dǎo)地位。當(dāng)負(fù)載變輕時,PRC特性將浮到頂部。利用這些特性,我們可以設(shè)計出工作在 SRC 諧振頻率下的變換器,以實(shí)現(xiàn)高效率。然后我們能夠在低于SRC諧振頻率的情況下工作,但仍然可以得到ZVS,因?yàn)镻RC 的特性將在該頻率范圍內(nèi)占主導(dǎo)地位。
根據(jù)LLC諧振變換器的直流增益特性可以將其分為三個工作區(qū)域。如圖2,通常將LLC諧振變換器設(shè)計工作在區(qū)域1和2,工作區(qū)域3 是ZCS工作區(qū)。對于MOSFET而言,ZVS模式的開關(guān)損耗比ZCS模式的開關(guān)損耗要小。
圖2 LLC諧振變換器的三個工作區(qū)域
1.1 工作區(qū)域2
① M1:(t0
t0時刻,Q2恰好關(guān)斷,諧振電流Ir<0,IDR1=0。Ir流經(jīng)D1,使VQ1=0,為Q1 ZVS開通創(chuàng)造條件。在這個過程中,PWM信號加在Q1上使其ZVS開通。
這時Vin加在諧振腔上,Ir增大到0,在這個過程中,由電磁感應(yīng)定律知,同名端為“+”,副邊DR1導(dǎo)通,此時副邊電壓即為輸出電壓。反推過去,原邊電壓即為恒定值(np*Vo/ns),則Lm處于恒壓儲能狀態(tài),其電流線性上升。
② M2:(t1
t0~t1時段,Q1已經(jīng)ON。諧振電流Ir從0開始以近似正弦規(guī)律增大,副邊DR1依然導(dǎo)通,副邊電壓即為輸出電壓,那么原邊電壓是恒定值(np*Vo/ns),那么電流Ilm線性上升。
此時工作在串聯(lián)諧振狀態(tài),即Lr與Cr串聯(lián)諧振,Lm上電壓由于被箝位而只作為負(fù)載不參與諧振。在這個時段里,有Ir=Ilm+Inp。在t2時刻,Ir=Ilm。
③ M3:(t2
t2時刻,Inp=0,則副邊電流也為0,即DR1ZCS關(guān)斷,不存在反向恢復(fù)的問題。在這個時段,Q1依然導(dǎo)通。這時(Lr+Lm)與Cr形成串聯(lián)諧振,由于時間較短,而且(Lm+Lr)也很大,認(rèn)為電流保持不變,Ir=Ilm。 在t3時刻,Q1關(guān)斷,電流Ir(大于0)為ZVS開通Q2創(chuàng)造條件。
從這個模態(tài)可知,MOSFET的關(guān)斷電流即為激磁電流,通過變壓器的合理設(shè)計,使激磁電流比負(fù)載電流小的多,那么可以 降低開關(guān)損耗。
同時可知,ZVS開通是由于激磁電流所得,此時原副邊斷開,與負(fù)載電流無關(guān),那么即使在零電流負(fù)載的條件下也能實(shí)現(xiàn)ZVS開通。
在下半個周期,其模態(tài)與上半個周期一樣。
(1)在t3時,Q1關(guān)斷了,激磁電流流經(jīng)D2->Cr->Lr->Lm形成回路,電流在減小;
(2)由電磁感應(yīng)定律知,同名端為“-”,副邊DR2導(dǎo)通,此時副邊電壓為-Vo,原邊電壓為-(np*Vo/ns);
(3)電感Lm上的電流線性下降到0之前,將Q2開通,即實(shí)現(xiàn)了ZVS開通。而Ir的電流已正弦規(guī)律下降(這時是Lr與Cr諧振)。
(4)然后同樣的,達(dá)到,進(jìn)入Lr+Lm與Cr諧振階段,直到Q2關(guān)斷,那么將進(jìn)入下一個周期。
1.2 工作區(qū)域1
① M1(t0
t0時刻,Q2恰好關(guān)斷,此時Lr的電流Ir<0(從左向右記為正)。Ir流經(jīng)D1,為Q1ZVS開通創(chuàng)造條件,并且Ir以正弦規(guī)律減小到0。
由電磁感應(yīng)定律知,副邊DR1導(dǎo)通,副邊電壓即為輸出電壓Vo,則原邊電壓即為(np*Vo/ns),Lm上電壓為定值,Ilm線性上升到0,此時Lr與Cr諧振。在這段時間里Q1開通。
② M2(t1
Q1已經(jīng)ON,Ir依然以正弦規(guī)律增大,Ilm依然線性上升, 在t2時刻,Q1關(guān)斷,但I(xiàn)r>Ilm,在Q1關(guān)斷時,副邊二極管依然導(dǎo)通,Ins依然有電流,同時Ir的存在,為Q2的ZVS開通創(chuàng)造了條件。
下半個周期與上半個周期類似。
(1)在t2時刻,Q1關(guān)斷,Ir電流流經(jīng)D2,在這個過程中Q2開通,實(shí)現(xiàn)了ZVS開通,并且強(qiáng)制Ir>Ilm;
(2)Ilm電流開始減小,由電磁感應(yīng)定律知,同名端為“-”,副邊DR2導(dǎo)通,原邊Lm電壓恒定,其電流線性減小,直至Q2關(guān)斷。
當(dāng)f>fr1時,依然有ZVS開通的特點(diǎn),但是整個工作過程中,激磁電感Lm沒有參與過諧振,都是Lr與Cr的串聯(lián)諧振,所以認(rèn)為這種工作模式與串聯(lián)諧振類似,具備了串聯(lián)諧振的優(yōu)缺點(diǎn)。
MOSFET關(guān)斷電流為Ir的電流,較大,這樣開關(guān)損耗也大;并且,副邊整流二極管沒有ZCS關(guān)斷,存在反向恢復(fù)問題,同時存在損耗。比工作區(qū)域2的效率要低。
1.3工作區(qū)域3
區(qū)域3是MOSFET的ZCS工作區(qū),因?yàn)樵趂
02—LLC基波簡化分析法
對于變換器的設(shè)計分析,我們必須要知道電壓傳輸函數(shù),也稱為輸入-輸出電壓增益,就是輸入和輸出電壓之間的數(shù)學(xué)關(guān)系。PWM脈寬控制變換器分析中,我們采用狀態(tài)空間平均法來分析傳統(tǒng)的PWM脈寬控制變換器,但是這種分析方法對于LLC調(diào)頻控制就不適用。
諧振網(wǎng)絡(luò)的濾波功能可以讓我們用經(jīng)典的基波近似原理獲得諧振器的電壓增益,假定只有輸入到諧振網(wǎng)絡(luò)的方波電壓的基波有助于功率傳遞到輸出。
2.1基波簡化分析法的數(shù)學(xué)基礎(chǔ)
在正式分析前,復(fù)習(xí)幾個數(shù)學(xué)知識
2.2基波簡化分析
1)輸入部分簡化,輸入的基波為Vs1
2)輸出部分簡化
從本篇第一部分,我們知道輸出電流Ir是一個正弦半波,不知道峰值,但是我們知道平均值是Io,所以可以反推。
輸出電壓是一個幅值Vo的方波,我們可以算出它的近似基波Vr,根據(jù)Vr和Ir算出等效阻抗,再折算到原邊。
3)LLC的基波簡化等效電路
電壓增益簡化為fn,k, Q 3個變量的函數(shù)。
K值,fn和Q值的選擇和計算在下一篇介紹。
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