在正常工作期間，檢測到的電流輸出（或在檢測電阻兩端檢測到的電壓）與負載電流成比例。對于大小合理的檢測電阻，標(biāo)稱負載下的檢測電壓低于故障狀態(tài)檢測電壓，以明確無誤地識別故障狀況。NCV84012A 等器件在飽和過載檢測電流范圍內(nèi)具有電流檢測故障電平，這些器件的檢測故障電平顯示在關(guān)斷狀態(tài)下，并下文中說明。圖 56 所示的時序圖提到了切換標(biāo)稱負載時的重要電流檢測時序參數(shù)。

除非另有說明，參考使能/禁用信號的CS時序參數(shù)稱為 t_{CS_High1}/t_{CS_Low1}；參考輸入命令的參數(shù)稱為 t_{CS_High2}/t_{CS_Low2}。圖56所示的波形集還描繪了電流檢測信號對負載電流變化的響應(yīng)。信號DS指的是診斷選擇：對于多通道器件，它選擇要檢測的通道。這些時序參數(shù)的典型值和范圍在相應(yīng)的產(chǎn)品數(shù)據(jù)表中說明。對于任何PWM操作，除了器件導(dǎo)通和關(guān)斷時序外，還需要考慮電流檢測時序。PWM工作頻率不得超過CS開關(guān)能力，以確保電流檢測和診斷可靠。

圖56：標(biāo)稱負載切換的電流檢測時序

在關(guān)斷狀態(tài)的正常情況下，當(dāng)輸入命令為Lo時，負載應(yīng)將輸出下拉至GND。如果失去與負載的連接，或者負載本身磨損成高阻抗級（例如，串聯(lián)LED燈串陣列斷裂），則會出現(xiàn)開路負載狀況。器件會檢測到這種情況，并將其標(biāo)記為故障。發(fā)生這種事件時，模擬電流檢測引腳將輸出故障狀態(tài)電流（通常高于正常工作時檢測到的電流），在檢測電阻兩端將檢測到高故障狀態(tài)檢測電壓。圖57解釋了關(guān)斷狀態(tài)開路負載檢測機制。

圖57：關(guān)斷狀態(tài)開路負載診斷原理

在汽車環(huán)境中，“絕對開路負載”狀況幾乎永遠不會存在，也就是即使負載開路，也總會有一些通向GND的漏電路徑（歸因于溫度、濕度、系統(tǒng)寄生效應(yīng)等）。上圖中的R_LEAK即表示此阻抗。因此，輸出節(jié)點處會產(chǎn)生一個電位，然后由比較器檢測該電位，并將其與閾值電壓進行比較。建議將一個外部上拉電阻R_PU連接到輸出端子，在負載開路的情況下，輸出節(jié)點電壓被上拉至電池電壓，確保檢測到負載開路情況。此電阻通常有一個配套開關(guān)S_PU，當(dāng)不需要開路負載檢測時，開關(guān)斷開，以免不良漏電流通過R_PU。

R_PU值的選擇需要考慮典型應(yīng)用負載、系統(tǒng)寄生效應(yīng)和關(guān)斷狀態(tài)下的漏電流 (R_LEAK)。其大小應(yīng)使得輸出節(jié)點（或由R_LEAK和R_PU形成的分壓器）處的電壓足以指示負載開路故障。對于這種方法，R_PU有一個最大限值。此外，該電阻應(yīng)能夠處理功耗，因此R_PU有一個最小值。

上述比較器網(wǎng)絡(luò)設(shè)計將一個高輸入阻抗級與輸出節(jié)點接口，以減少與開路負載檢測電路相關(guān)的漏電流。安森美高邊 SmartFET 的典型關(guān)斷狀態(tài)開路負載漏電流小于±10μA。還應(yīng)注意的是，該電路中的輸出電壓與以V_BATT為基準(zhǔn)的閾值進行比較。換句話說，此閾值將與電池電壓成比例，并且總是比電池電壓低一定的電壓。例如，NCV84012A的典型輸出閾值電壓（用于開路負載檢測）比V_BATT低1.3V至2.3V。此設(shè)計拓撲可能并不適用于所有安森美高邊SmartFET。例如，NCV84160的輸出閾值電壓以地為基準(zhǔn)，通常在2V~4V范圍內(nèi)，與電池電壓無關(guān)（只要V_BATT在推薦工作范圍內(nèi)即可）。對于此類器件，圖57中比較器負輸入端的電壓以GND為基準(zhǔn)。負載開路故障情況下的電流檢測輸出電流一般類似于導(dǎo)通狀態(tài)故障情況下的電流檢測輸出電流（例如在限流情況下）。有些器件（如NCV84012A）以不同CS輸出電流水平——對應(yīng)于不同應(yīng)用故障模式——來區(qū)分不同故障。產(chǎn)品數(shù)據(jù)表說明了不同故障下CS輸出電流的范圍。有關(guān)開路負載檢測的具體信息，參見產(chǎn)品數(shù)據(jù)表。

一旦檢測到負載開路，故障狀態(tài)電流源（圖57）就會覆蓋CS輸出。在電流檢測輸出被標(biāo)記為高電平之前，總有一段有限的延遲時間，如圖58中的理想化波形集所示。關(guān)斷狀態(tài)開路負載時序和控制邏輯規(guī)格因器件而異。例如，NCV84160的典型延遲時序規(guī)格為350 μs，而NCV84012A的典型延遲時序規(guī)格為70μs。此外，后一器件集成了基于計數(shù)器的機制來區(qū)分關(guān)斷狀態(tài)下的故障。基于計數(shù)器的重試方法在重試策略部分中說明。如果在外部禁用器件（V_IN：Hi→Lo）時計數(shù)器值不為零，則意味著先前的開關(guān)導(dǎo)通周期中存在過載/過溫形式的故障。在這種情況下，在滿足計數(shù)器復(fù)位條件（如產(chǎn)品數(shù)據(jù)表所述）之前，相應(yīng)的導(dǎo)通狀態(tài)故障輸出優(yōu)先于關(guān)斷狀態(tài)故障輸出。這樣做是為了向處于關(guān)斷狀態(tài)的微控制器提供故障信息，然后微控制器再次嘗試使能SmartFET，例如在PWM操作中。關(guān)斷狀態(tài)故障雖然對診斷至關(guān)重要，但對器件的危害不如重復(fù)性過載/過溫狀況，因此優(yōu)先級低于導(dǎo)通狀態(tài)故障。如果計數(shù)器在關(guān)斷狀態(tài)下為零，則CS輸出僅由OSOL故障存在與否決定。

圖58：關(guān)斷狀態(tài)開路負載延遲時序

當(dāng)器件收到的輸入命令為高電平時，輸出被上拉至接近V_BATT。如上所述，如果無負載，則僅有極小漏電流（通常 <50mA）流過器件。檢測電流以及由此在R_CS兩端檢測到的電壓也很小，圖58中的理想化波形集將其近似為零。如此低的檢測電流使得欠載和開路負載狀況很難區(qū)分。此外，當(dāng)驅(qū)動LED負載時，LED的驅(qū)動電流可能在毫安級，要明確區(qū)分開路負載和標(biāo)稱LED負載同樣很困難。在這些小負載電流下，偏離標(biāo)稱檢測比的情況也增加了在導(dǎo)通狀態(tài)下檢測開路負載的難度。

輸出端至V_BATT短路的情況也可由上述用于關(guān)斷狀態(tài)開路負載診斷的電路來檢測，只需外加一個下拉電阻R_PD，如圖59所示。

該下拉電阻可區(qū)分關(guān)斷狀態(tài)開路負載（在這種情況下，輸出節(jié)點電壓由 R_PU-RPD分壓器產(chǎn)生）和V_BATT短路情況（輸出節(jié)點電壓等于V_BATT，假設(shè)為理想短路）。無論哪種情況，比較器都會檢測到故障，輸出端檢測到的電壓可用于鑒別分析。此外，在輸出節(jié)點浮空的情況下，該電阻還提供一條通向GND的路徑。在導(dǎo)通狀態(tài)下，負載電流將為零（在理想短路的情況下）或極小（在電阻至V_BATT短路的情況下）。因此，檢測電流將很小，這同樣存在與導(dǎo)通狀態(tài)下的開路負載檢測類似的挑戰(zhàn)。

圖59：V_BATT短路檢測

如OUT至GND短路——限流部分所述，所有安森美高邊SmartFET都配有限流器電路，在過載情況下它會限制流經(jīng)器件的最大電流，從而保護器件。過載情況會被器件檢測為故障狀況，檢測電壓相應(yīng)地被標(biāo)記為高電平。圖60中的電路原理圖描述了其工作原理。

圖60：限流——工作原理

I_LIM電路模塊包括一個饋送至比較器的檢測FET（其不同于常規(guī)電流檢測FET）。當(dāng)負載電流達到某一閾值I_LIM（這里以特性電壓V_REF表示）時，柵極電壓被拉低，如上所示。I_LIM電路模塊將覆蓋電荷泵。器件將不再以 R_DS(ON) 模式運行，并將輸出最大飽和電流。另一個用于限流的獨立檢測器件將CS輸出與該模塊隔離，從而提供穩(wěn)定的電流檢測輸出。I_LIM工作原理與去飽和機制非常相似。前者在過載時激活，后者在輕載時發(fā)揮作用。正如在OUT至GND短路——限流部分中討論的，有些器件具有基于峰值檢測的限流保護和基于定時器/計數(shù)器的重試策略。這些器件的故障診斷與采用線性限流調(diào)節(jié)的器件沒有什么不同。然而，正如下一節(jié)所強調(diào)的，它們之間存在一些細微差異。過載情況下的電流檢測響應(yīng)顯示在下一部分關(guān)于GND短路事件的理想化波形集中。

在接地短路事件中，輸出電流受上述限流器機制的限制。當(dāng)芯片的差分溫度超過設(shè)定閾值時，器件關(guān)斷，然后切換，直到短路條件持續(xù)存在和/或輸入命令為高電平。電流檢測輸出如下：

圖61：GND短路事件中的CS行為

CS時序參數(shù)與正常狀態(tài)運行部分中討論的時序參數(shù)類似。這里的示例考慮一個在絕對熱關(guān)斷后具有折返電流的器件。不過，沒有折返電流的器件的電流檢測響應(yīng)是類似的。當(dāng)器件接著進入熱關(guān)斷狀態(tài)，隨后是另一個I_LIM脈沖時，電流檢測不應(yīng)切換，CS引腳應(yīng)輸出穩(wěn)定的故障狀態(tài)電流/電壓。為此，電流檢測輸出的遲滯被設(shè)計為大于輸出電流的遲滯。此特性將利用下一節(jié)中顯示的波形進行討論。實踐中，當(dāng)器件在短路事件中升溫時，電流檢測輸出的幅度可能會略有降低（因為溫度系數(shù)略呈負值）。此外，對于高電流脈沖，電池電壓可能會瞬時下降（取決于電源的串聯(lián)阻抗）。在這種情況下，電流檢測輸出將跟隨電池，可能短暫下降。在這兩種情況下，CS下降極小，不會影響微控制器的數(shù)字化電流檢測讀數(shù)（用于指示故障）。

在采用基于計數(shù)器的重試策略的器件（如NCV84012A）中，瞬時GND短路情況下的電流檢測轉(zhuǎn)換如圖62所示。當(dāng)檢測到短路時的限流峰值時，內(nèi)部計數(shù)器遞增，檢測輸出指示發(fā)生故障。當(dāng)消除短路故障并連接標(biāo)稱負載時，輸出轉(zhuǎn)換為I_NOM。然而，在一段時間（定義為消隱周期）內(nèi)，電流檢測保持故障電平。該特性在具有線性電流限值的器件中也存在，用于防止在間歇性GND短路（如物理導(dǎo)線去反彈）的情況下，電流檢測不斷從故障電平轉(zhuǎn)換到標(biāo)稱電平。應(yīng)注意的是，NCV84012A等SmartFET的電流檢測故障電平可能低于過載情況下的故障電平。一旦輸入命令被禁用，電流檢測便會再次顯示在上一個導(dǎo)通周期中遇到的限流故障。故障會一直顯示，直到強制執(zhí)行復(fù)位（即施加診斷使能脈沖）。重試策略部分介紹了另一種由輸入使能強制執(zhí)行的復(fù)位。如果出現(xiàn)負載開路故障，則在計數(shù)器復(fù)位后，檢測輸出端將出現(xiàn)相應(yīng)的故障電平。

圖62：基于計數(shù)器的重試策略中的 CS 行為

如果芯片的差分溫度或絕對溫度超過設(shè)定閾值，器件將實施自我保護并進入熱關(guān)斷狀態(tài)。在發(fā)生熱關(guān)斷事件時，電流檢測輸出故障狀態(tài)電流。下面使用一個示例性燈泡開啟場景來描述這種情況下的操作。

圖63：燈泡開啟期間的熱切換

假設(shè)環(huán)境溫度（t=0時）不足以觸發(fā)絕對熱關(guān)斷，則器件進入限流工作模式，同時嘗試開啟燈泡。電流檢測指示過載故障，器件隨后經(jīng)歷熱關(guān)斷，接著是另一個I_LIM脈沖，如此等等。電流檢測輸出保持高電平，表示故障狀態(tài)。當(dāng)燈泡點亮且器件轉(zhuǎn)入正常運行狀態(tài)時，芯片溫度降低，電流檢測輸出遵循負載電流軌跡。時間t_{cs_Response}可被視為CS輸出的“熱遲滯”。換句話說，在器件脫離故障狀態(tài)后，電流檢測輸出會在一段時間內(nèi)保持高電平。在I_LIM和熱關(guān)斷事件中，此遲滯可消除電流檢測輸出的不必要切換。該響應(yīng)時間僅用于診斷目的，與器件開啟燈泡的能力無關(guān)。應(yīng)注意的是，CS輸出從標(biāo)稱狀態(tài)到故障狀態(tài)的轉(zhuǎn)換可能不像上面的理想化波形集所顯示的那樣“平滑”。此轉(zhuǎn)換涉及關(guān)斷故障狀態(tài)電流源并開啟標(biāo)稱狀態(tài)CS電路（參見圖46），在此切換過程中可能會出現(xiàn)零星噪聲尖峰。盡管如此，這些高頻尖峰很容易由微控制器A/D級之前的RC網(wǎng)絡(luò)（圖49）濾除，因此不會影響數(shù)字化電流檢測輸出。

電池短路和限流部分討論了對導(dǎo)通狀態(tài)期間的欠載狀況與開路負載和/或 VBATT 短路狀況進行辨別的難點。有些器件（如NCV84012A）通過強制檢測電流 Load/K_Nom（該負載對應(yīng)的標(biāo)稱檢測電流）低于針對欠載所定義的輸出電流閾值來辨識欠載情況。對于小負載電流，檢測比精度會下降，從而難以識別檢測電流的低電平是表示欠載狀況，還是檢測比的偏差——當(dāng)真實負載電流高于欠載閾值時，它會誤導(dǎo)對負載電流的估計。應(yīng)仔細設(shè)置欠載閾值，考慮開路負載阻抗、預(yù)期應(yīng)用標(biāo)稱負載和器件漏電流。一方面，欠載閾值和負載開路閾值之間應(yīng)該有足夠的裕量，以便可通過檢測電流來區(qū)分二者（以合理的CS精度）；另一方面，考慮到LED等負載需要較低標(biāo)稱驅(qū)動電流，欠載閾值不能設(shè)置得太高。

雖然安森美高邊SmartFET致力于提供穩(wěn)定的檢測比，但由于模擬電路中的偏移以及隨溫度、應(yīng)力和負載電流的漂移，一定會出現(xiàn)一定的誤差。容差和漂移在相應(yīng)的產(chǎn)品數(shù)據(jù)表中均有提及。為了進一步降低這些容差，ECU（微控制器）制造商可以在 EOL（生產(chǎn)線末端）測試時執(zhí)行方便的校準(zhǔn)方案。在討論校準(zhǔn)程序之前，“問題陳述”和相關(guān)的挑戰(zhàn)說明如下。

對于理想檢測比，檢測電流和輸出電流之間的關(guān)系為：

（公式12）

用圖形表示的話，

圖64：理想檢測比下的檢測電流與輸出電流的關(guān)系

直線的斜率就是檢測比。模擬電路的偏移（參見公式11，其來自輕載時的電流檢測精度改進部分）表現(xiàn)為檢測偏移電流。換句話說，當(dāng)負載/輸出電流基本為零時，也會有有限的檢測電流從 CS 引腳流出。這可以建模如下：

（公式13）

其中，I_OFF為偏移電流。此偏移因器件而異，并且還具有溫度依賴性。其圖形表示如圖65所示。紅色曲線包含偏移誤差。小負載電流下的曲率（曲線偏離直線方程）是去飽和或分離式FET控制電路帶來的改善。如果沒有精度改進技術(shù)，檢測電流在低負載電流下會表現(xiàn)出較大的偏差。

當(dāng)負載電流進一步降低時，偏差會上升，主要原因是功率FET和檢測FET之間的閾值變化。

圖65：使用偏移誤差和去飽和機制時檢測電流與輸出電流的關(guān)系

應(yīng)注意的是，從CS引腳流出的電流始終為正。因此，底部曲線不是表示負檢測偏移，而是表示在運算放大器偏移為負的情況下，負載電流水平需要達到一定的程度，才能從CS引腳獲得有限檢測電流。

除偏移誤差外，檢測比還可能在電源和負載電流范圍內(nèi)偏離其額定值，并且不同器件的檢測比也可能存在差異。用圖形來說明的話，可以將其建模為與上述曲線相關(guān)的斜率誤差，這在高負載電流下更為明顯。圖66顯示了具有最大和最小斜率誤差的邊界條件曲線。

（公式14）

為包含斜率誤差的檢測比。

圖66：檢測電流與輸出電流的關(guān)系以及

偏移和斜率誤差邊界曲線（見虛線）

這兩種誤差都與溫度、負載電流和器件有關(guān)。此外，由于連續(xù)的溫度循環(huán)、功率循環(huán)和器件承壓，CS比率會隨著溫度和使用時間而“漂移”。這種漂移還與負載電流有關(guān)，通常由設(shè)計予以保證。產(chǎn)品數(shù)據(jù)表通常會定義并列出給定負載電流下的默認最大和最小檢測比和/或檢測電流。此窗口包括偏移誤差和斜率誤差二者的貢獻，本質(zhì)上表示I_SENSE-I_OUT曲線，類似于圖6.19。出廠的任何器件的總體精度都在不同負載電流下指定的容差范圍內(nèi)。

為了了解這些誤差的含義，這里選擇輸出電流電平I_OUT1。

理想情況下，該負載下的檢測電流由I_SENSE1給出（參見圖 67）。然而，如上所述，由于檢測比的不準(zhǔn)確性，檢測的電流可能在邊界曲線之間的任何地方，這導(dǎo)致估計負載電流的誤差在 I_OUT1' 和 I_OUT1'' 之間。

圖67：檢測比不準(zhǔn)確的情況下估計負載電流的誤差

在低負載電流下，邊界條件會隨著斜率誤差正負的翻轉(zhuǎn)而變化（圖 68）。盡管如此，挑戰(zhàn)（負載電流的精確估計）與上面的討論是相似的。

圖68：輕載下檢測電流與輸出電流的關(guān)系以及

偏移和斜率誤差邊界曲線

在默認電流檢測精度（如產(chǎn)品數(shù)據(jù)表所示）下，負載電流的估計可能涉及到很大的誤差系數(shù)。EOL 時的校準(zhǔn)程序有助于提高期望負載范圍內(nèi)的電流檢測精度。此過程包括測量兩個已知輸出電流下的檢測電壓，然后將該數(shù)據(jù)記錄在微控制器的非易失性存儲器中。由于在最終應(yīng)用中，檢測電壓是“測量值”，負載電流是隨后的“估計值”，因此公式14 需要重新整理如下：

（公式15）

這可以用下面的直線方程來表示。

（公式16）

其中 并且

測量這條直線上的兩點即可得出特定器件的斜率和截距值。一旦器件的這些值已知，就可以通過測量檢測電壓并代入校準(zhǔn)的斜率和截距，以合理的精度估計任何其他負載下的輸出電流。校準(zhǔn)程序一般不在整個溫度范圍內(nèi)執(zhí)行（以節(jié)省測試時間、資源和微控制器存儲器開銷），因此與檢測比相關(guān)的漂移誤差仍然存在。以 NCV84045 的電流檢測測量為例，電流檢測比指定如下：

表2：電流檢測比規(guī)格 - NCV84045

現(xiàn)在，測量兩個負載電流下的電流檢測電壓，例如0.5A和4.5A，然后將這些值代入下面的公式，便可計算出斜率和截距。

（公式17）

校準(zhǔn)程序要求將這些斜率和截距值存儲在微控制器的存儲器中。然后測量這些負載的檢測電壓，并使用該公式估計負載電流，從而消除斜率誤差和截距誤差。在使用壽命期間，溫度循環(huán)和應(yīng)力造成的電流檢測漂移仍然存在。下表總結(jié)了 NCV84045 的電流檢測漂移規(guī)格。該表表明，一旦校準(zhǔn)，使用壽命期間的功率和溫度循環(huán)所帶來的漂移便在規(guī)定容差范圍內(nèi)，這些容差相當(dāng)于根據(jù)測量的檢測電壓估算負載電流的相對誤差。

表3：NCV84045的電流檢測漂移規(guī)格

應(yīng)注意，這里沒有考慮檢測電阻的溫度可變性和容差，這會增加與估計負載電流相關(guān)的誤差系數(shù)。此外，偏移誤差的溫度漂移也被忽略了，不過它非常小。因此，校準(zhǔn)程序顯著改進了負載電流估計。在某些情況下（需要減少 EOL 時的總測試時間的場合），也可以執(zhí)行單點校準(zhǔn)。這種技術(shù)“假設(shè)”公式 14 中的斜率（其與根據(jù) ISENSE - ILOAD 曲線估算的差分檢測比成反比）為典型值（由規(guī)格的中心 CS 比率定義），截距由具有典型斜率的單個測量點計算。但是，這種技術(shù)帶來的電流檢測改進不如上面討論的兩點校準(zhǔn)法好。

研討會預(yù)告

近年來，汽車行業(yè)的發(fā)展迅速，車身電子技術(shù)在車輛安全、智慧駕駛等方面扮演著關(guān)鍵的角色。安森美憑借其創(chuàng)新的技術(shù)，為汽車制造商提供完備的車身電子與解決方案。

直播主題

安森美車身電子方案：SmartFET控制器，電感式傳感器及LED驅(qū)動器創(chuàng)新應(yīng)用

直播時間

12月20日（周三）上午1000

直播介紹

本次研討會將重點介紹安森美的三項重要技術(shù)：SmartFET、電感式傳感器與LED。

SmartFET技術(shù)結(jié)合了功率MOSFET和eFuse保護組件的特點，在汽車車身電子系統(tǒng)中發(fā)揮著重要作用。我們將深入介紹SmartFET技術(shù)的原理和應(yīng)用案例，并展示其在車輛電源管理、電池管理和電動車充電系統(tǒng)等方面的優(yōu)勢。

新一代電感式傳感器NCV77320是一款先進的非接觸式感應(yīng)技術(shù)，用于車輛安全和駕駛輔助應(yīng)用。此次研討會將深入探討NCV77320傳感器的特點、應(yīng)用場景以及其在汽車行業(yè)的潛在影響。

此外，我們還將介紹汽車LED串像素驅(qū)動控制器NCV78343。此控制器具有嵌入式開關(guān)，可控制串聯(lián)LED燈串中的各個LED，專為汽車動態(tài)照明應(yīng)用，特別是高電流LED而設(shè)計。

專家介紹

Qing Zhang

安森美產(chǎn)品營銷經(jīng)理

Daniel Bu

安森美應(yīng)用工程師

Austin Shang

安森美應(yīng)用工程師

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