第三代功率半導體碳化硅SiC具有高耐壓等級、開關速度快以及耐高溫的特點，能顯著提高電動汽車驅動系統的效率、功率密度和可靠性。首先，設計了兩電平三相逆變器主電路和帶有保護功能的隔離型驅動電路，使用LTSpice仿真分析了門極電阻對驅動性能的影響；其次，建立了逆變器的功率損耗與熱阻模型，使用Icepak對散熱器進行了散熱分析；再次，討論了PCB板寄生參數對主電路和驅動電路的影響， 并提出了減少寄生參數的措施；最后，采用CREE公司的1200 V/40 mΩ SiC MOSFET制作了1臺7.5 kW的實 驗樣機，并給出了測試結果。

電機驅動逆變器是電動汽車驅動系統的重要組成部分，決定了整車的性能和可靠性。隨著電動汽車的發展，對電力驅動的小型化、輕量化、高能效和可靠性提出了更高的要求。由于驅動逆變器功率的增加，需要更高的直流母線電壓，目前驅動逆變器的輸入電壓已經從300 V發展到了750 V。在此電壓等級下，Si MOSFET由于導通內阻較高會產生過大的導通損耗，而Si IGBT又存在著電流拖尾問題，關斷損耗過大。

碳化硅SiC作為第三代功率半導體材料，具有硅無法比擬的優勢，應用在純電動汽車和混合動力汽車的驅動系統中，能顯著提高驅動系統的功率密度，減小散熱器的體積、重量和成本，還可實現逆變器和馬達的一體化和輕量化。通過三菱電機11 kW Si和SiC逆變器的體積對比，同等容量下SiC逆變器的體積減少了60%。

近年來，國內外對SiC器件在電力電子變換器中的應用及存在的問題進行了一些研究。設計了一種準Z源逆變器，大大減少了電容和磁性元 件的體積，并將效率提高到了97%；設計了一種基于封裝集成技術的單相逆變器，通過良好的散熱設計，將功率密度提高到了58.8 W/in3；對SiC MOSFET的驅動電路進行了設計，但電源和保護電路較為復雜；文獻研究了SiC DC-DC變換器中寄生參數產生的振蕩和電壓應力問題，但是未給出PCB的布局方案。

本文采用SiC MOSFET設計了三相逆變器的主電路和驅動電路，采用風冷散熱進行了仿真計算，通過結構優化以減小PCB板的寄生參數，最后研制了1臺7.5 kW的實驗樣機進行驗證。

1 逆變器電路設計

設計逆變器首先要從主電路開始，根據需求進行功率器件和直流側電容的選型。驅動電路是逆變器的核心，需要完成隔離、緩沖、保護等功能，影響著逆變器輸出波形的質量、效率和可靠性。

1.1主電路設計

本文設計的SiC MOSFET逆變器采用兩電平三相電壓型拓撲。主功率器件選用6只CREE公司 的SiC MOSFET C2M0040120D，其耐壓為1200 V， 輸出電流可達40 A。選擇直流母線電容時，應考慮器件的開關頻率。通常而言，同體積的電解電容容 量較薄膜電容大很多，但是電解電容的ESR比薄膜電容高1個數量級。濾波電容的阻抗等于容抗加上自身ESR，所以在高頻應用中，薄膜電容的整體濾波效果已經與電解電容相當。此外薄膜電容具有更好的溫度特性和頻率特性，更適合電動汽車驅動中的應用。因本文設計的逆變器頻率為100 kHz， 所以采用薄膜電容作為主電容。根據文獻計算電容容量的方法，選擇4只800 V/10μF的薄膜電容。逆變器參數如表1所示。

1.2驅動電路設計

由C2M0040120D的輸出特性可知，SiC MOSFET的跨導比IGBT小，在IGBT常規的驅動電壓10~15V的范圍內，SiC MOSFET的導通壓降較高。為了降低導通壓降，通常將SiC MOSFET的驅動電壓設置為18~20V。另外，雖然SiC MOSFET可以實現0 V關斷，但是為了其快速關斷的特性，一般使 用-3~-5 V關斷電壓，避免快速開關干擾導致的 SiC MOSFET誤觸發。

由于門極電阻Rg決定了開關過程中的振蕩過程和電容充電速度，因此本文使用LTSpice軟件對 C2M0040120D在不同門極電阻下的開關工作特性 進行了仿真分析。由圖1可知，當Rg取5Ω時，即保證了開關速度，又對開關振蕩進行了有效抑制。

驅動電壓階躍時，首先通過門極電阻為柵極電容充電，當柵極電容電壓高于閾值電壓Vgs,th后， MOSFET才開始導通。因此，驅動電路的驅動電流應足夠大，以滿足電路對上升時間的要求。通過芯片手冊中給出的總柵極電荷QG和開通時間ton，可 以求出驅動電流為：

式中：R'g為數據手冊中測試使用的門極電阻；RG為實際電路中的門極電阻；Rg（ int）為MOSFET內部門極電阻。計算驅動電流時，驅動電壓會對QG產生影響， 本文使用的驅動電壓與MOSFET數據手冊中相同， 故不再考慮。

為了保護控制電路和操作人員安全，同時提高設備的抗干擾能力，驅動電路應實現主電路與控制電路之間的隔離。本文采用了光耦驅動和整形放大兩級驅動電路。隔離電源使用金升陽公司的A1212S-2WR2模塊，將12V輸入轉化為隔離后的24V，并使用4.7 V穩壓管得到+19.3 V/-4.7 V的驅動電壓。光耦驅動使用Broadcom公司的ACPL-335芯片，它內部包含了短路檢測、米勒嵌位和低壓閉鎖功能。整形放大使用IXDN609芯片，可以滿足驅動電路高速、低延時和低輸出阻抗的要求，最大輸出電流9 A，大于驅動峰值電流。驅動電路原理如圖2 所示。

功率管利用光耦芯片的飽和檢測端口實現過流保護。其原理是器件導通時，如果DESAT引腳電壓大于3.9 V，芯片就會閉鎖輸出并且發送短路信號。使用1只穩壓二極管，設定過流值，穩壓1.5 V，電流閾值為（3.9-1.5-0.7）/0.04=42.5 A。驅動電路還設計了門極嵌位保護，當電壓大于24.7 V或者小于-5.4 V時，通過反串聯穩壓管將電壓嵌位，保護 SiC MOSFET門極不被擊穿。使用10 kΩ柵源極電阻，保證驅動芯片掉電狀態下功率管可靠關斷。此外，為了防止寄生參數導致的電壓尖峰擊穿MOSFET，在開關管兩端加入了RC吸收電路。

2 散熱設計

散熱設計是逆變器設計的重要環節之一，如果器件損耗產生的熱量得不到有效散熱，MOSFET的結溫就會上升，導致器件性能和壽命降低，甚至永久損壞。因此，為了逆變器安全可靠地運行，必須對散熱系統進行良好準確的設計。

在中小功率逆變器中，通常采用風冷或者液冷的散熱方式。通常，空氣的導熱系數比液體低得多，所以在相同體積下，液冷比風冷能帶走更多的熱量。但是，液冷的成本較高，且系統復雜可靠性低。由于SiC MOSFET具有低損耗、耐高溫的優點， 因此本文采用風冷散熱設計。

2.1 SiC器件損耗分析

在PWM控制的逆變器中，MOSFET的損耗主要為導通損耗Pcond和開關損耗Psw，其功率損耗。由于功率損耗與MOSFET導通電阻有關，而導通電阻受芯片結溫影響，計算較為復雜。本文使用CREE公司的在線仿真工具Speed-Fit，其仿真電路參數設置及仿真結果如圖3所示。逆變器6只1200V SiC MOSFET C2M0040120D的總損耗為187.45 W。

2.2散熱器熱阻計算

使用熱阻等效電路分析逆變器對散熱的要求， 建立的等效電路如圖4所示。圖中，Ploss,Qi為各器件損耗，RθJC、RθCH、RθHA分別為結殼熱阻、殼-散熱器基板熱阻與散熱器熱阻；TA、TH、TJ,Qi分別為環境溫度、 散熱器基板溫度與各器件結溫。

本文使用6063鋁合金散熱片，熱源平均分布在散熱片上。每個SiC MOSFET與散熱器之間使用陶瓷墊片實現絕緣。根據MOSFET和陶瓷墊片的數據手冊，可以得到結殼熱阻RθJC=0.34℃/W，陶瓷墊片熱阻RθCH1=0.11℃/W，導熱硅脂熱阻RθCH2=0.44 ℃/W。使用Ansys Icepak有限元軟件對散熱器進行 熱仿真，參數按照表2設置。

根據等效電路可以列出各點溫度方程為：

圖5為Icepak仿真溫度云圖，由結果可知，散熱器表面最高溫度為77.08℃，用最高溫度計算散熱器熱阻RθHA=0.241℃/W。根據式（3），計算出額定負載下SiC MOSFET的最大結溫為104.9℃，滿足器件穩定運行的要求。

3 PCB設計

在相同耐壓等級的器件中，SiC MOSFET的寄生參數Ciss、Crss、Coss等比IGBT的要小很多，因此， SiC器件的開關時間短，開關損耗低，但是對驅動電路和主電路的寄生參數更敏感。文獻討論了主電路的寄生參數對電路性能的影響。在半橋電路開 關過程中，關斷的MOSFET相當于1個電容Coss，開通的MOSFET相當于1個極小的電阻，它們與電路的雜散電感Ls產生串聯諧振，會在MOSFET兩端產生很大的電壓超調，甚至導致開關管擊穿。

為了減少寄生參數的影響，驅動電路應盡可能靠近MOSFET的門極，并使用嵌位電路減小驅動電壓的振蕩。各芯片電源端需加入去耦電容，PCB板上下層之間走線應垂直布置。在主電路中，直流母線應平行對稱布置，并且在每相橋臂兩端并聯薄膜電容可以減小PCB的雜散電感。

本文使用Altium Designer繪制了電路板，并使用Ansys Q3D分析了PCB板寄生參數。PCB采用雙層板，上層為驅動電路，下層為功率電路布線。MOSFET位于PCB板下方，驅動電路與驅動電源分布在MOSFET上方。相較于排線式驅動與插接式驅動，本設計減小了驅動電路輸出距MOSFET門極的距離，使得驅動電路的寄生電感最大值僅為10.42 nH。兩條直流母線平行分布在PCB板底面，利用互感減少部分寄生電感。此外，直流母線大面積覆銅減小了電流回路長度，其最大寄生電感折合為50.61 nH。三相輸出直接從MOSFET引腳引出輸出端子，其寄生電感最大值為11.11 nH。4只薄膜電容分布在三相橋臂之間，盡可能地靠近上下開關 管，對開關振蕩有吸收作用。PCB板寄生參數分析及PCB 3D模型如圖6所示。

4 實驗分析

研制的7.5 kW三相SiC逆變器實驗樣機及測試平臺如圖7所示。輸入電壓由電網經三相調壓器再整流濾波后得到550 V直流電壓，三相負載由3 個8Ω電阻和200μH電感構成，驅動信號由TMS 320F28335 DSP板產生6路SPWM。

實驗波形及逆變器整體溫度如圖8所示。圖8（a）是逆變器輸出的線電流和線電壓波形，由圖可見，逆變器輸出的線電壓為220 V，三相電流只含有開關次諧波；圖8（b）是下橋臂的驅動信號與MOSFET開關波形，由于測量干擾，驅動信號產生了毛 刺；圖8（c）為下橋臂電壓的上升沿和下降沿波形， 可以看出SiC MOSFET的開通時間與關斷時間僅有30 ns左右，比IGBT快了1倍；此外，功率管的開關振蕩基本消除，且最大的電壓超調僅有30 V；圖8（d）是使用FLUKETi25紅外熱成像儀拍攝的 逆變器的整機溫度，由圖可見，在15℃環境溫度下，逆變器最高溫度為73.4℃，滿足SiC MOSFET 穩定工作的要求。

5 結論

碳化硅器件的低導通內阻、高耐壓和高頻的特點，使得電力電子變換器的效率和功率密度進一步提高，在電動汽車等領域有著廣泛的應用前景。本文首先針對兩電平三相逆變器拓撲進行了功率器件和電容選型，設計了適用于SiC MOSFET的隔離型驅動電路，并確定了最佳的門極電阻參數；之后計算了逆變器的功率損耗并進行了散熱分析，并使 用Icepak有限元仿真軟件進行了驗證?？紤]到寄生參數對電路的影響，本文在PCB布局方面給出了解決方案。7.5 kW SiC逆變器試驗樣機的開關頻 率為100 kHz，理論效率可達97.5%，并采用風冷散熱，降低了體積和成本。實驗結果表明，逆變器的主電路和驅動電路達到了設計目標，且散熱器可以將器件溫度控制在合理的工作溫度下，滿足長時間工作的要求。

審核編輯：劉清