來源：南方電網技術

作者：張海 1，謝文剛 2，樊芳芳 2，劉凱 2，賈文萱 3

（1. 國網山西省電力公司；2. 山東泰開高壓開關有限公司；3. 新能源電力系統國家重點實驗室(華北電力大學)）

摘要：隨著儲能變流器向大容量、模塊化發展，碳化硅（SiC）器件由于其低損耗、耐高溫的特性，逐漸成為研究熱點。然而SiC器件過高的開關速度使其對電路中雜散電感更加敏感，并且高溫運行環境也會對器件長期安全可靠的運行帶來影響。因此針對基于SiC MOSFET的儲能變流器功率單元，重點研究了其低感設計和散熱設計方法，并提出了功率單元的整體設計方案。通過優化疊層母排的結構，將高壓交流模塊與低壓直流模塊的雜散電感分別降低至794 μH和235 μH，有效減小功率單元的關斷過電壓。通過熱仿真研究，確立了散熱方案，使器件在運行過程中的最高溫度不超過50℃。最后，搭建了功率單元樣機并進行對拖實驗，驗證了疊層母排結構優化設計和功率單元散熱設計方案的有效性。

引言

儲能變流器作為儲能系統和微電網之間的接口，可以實現電能的傳遞和變換，具有削峰填谷、負荷控制、應急電源、并離網切換、孤島運行等功能，在新能源發電的趨勢下是未來電力系統的重點發展裝備。隨著儲能變流器向大容量、模塊化發展，其一般采用基于DC/AC變換器與DC/DC降壓變換器的雙極式結構。在功率器件的選擇上，與硅IGBT相比，碳化硅MOSFET具有開關頻率更高、開關損耗更低和運行結溫更高等特點。但受到硅材料本身特性的限制，硅制器件已接近發展上限，碳化硅（SiC）器件將成為器件發展的新方向。對比硅材料，其在能量損耗、發熱量、使用頻率以及電流密度等方面均具有明顯優勢，在相同功率等級下擁有更小的體積，且更適合在高頻下使用。美國的Cree、日本的富士和ROHM等公司已經推出SiC功率單元，并在光伏、電動汽車等領域開始應用。國內僅有部分廠家使用TO-247封裝的SiC功率器件設計功率單元，但是此類器件功率很小，由此構成的功率單元不適合應用在大功率儲能變流器中。隨著儲能變流器功率單元向著高度集成化、高工作頻率和大容量發展，對SiC器件構成的儲能變流器功率單元的研究及設計具有重要意義。

由于SiC功率器件具有高開關速度，會產生比IGBT更高的di/dt和du/dt，從而更容易出現更高的關斷過電壓、更大的開關振蕩以及更高的工作溫度等問題，因此功率單元的低感設計和散熱設計尤為重要。針對低感設計，一般采用疊層母排減小雜散電感。文獻提出了一種疊層母排分組連接結構，減小了電解電容發熱問題。文獻提出一種四層母排器件對稱排列的方式實現低感設計。文獻建立了考慮自感和互感的疊層母排數學模型，并對疊層母排參數和布局方式進行優化設計。雖然目前有較多文獻針對SiC功率器件進行雜散電感分析，但是缺少基于SiC MOSFET的儲能變流器功率單元的低感設計。針對散熱設計，一般采用將模塊貼在散熱器上，再通過風冷或者水冷方式進行散熱。文獻提出了一種將芯片通過金屬鍍層和熱介質材料直接連接到Si基微通道的新型結構，從而消除了模塊多層結構的限制，提高了芯片的散熱效率。文獻針對SiC MOSFET強迫風冷逆變器的散熱器給出了設計思路。

本文系統地研究了基于新一代功率器件SiC MOSFET的儲能變流器功率單元設計方法，具有較 強的理論性和實踐性，尤其適合在新能源發電中應 用。首先簡單介紹了功率單元的電路原理，其次利 用疊層母排實現了低感設計，然后對功率單元進行 強迫風冷的散熱設計，并基于COMSOL Multiphysics軟件進行仿真計算，給出了適用的方案。最后搭建了實驗樣機進行驗證，證明功率單元設計 方案的有效性。

1. 儲能變流器的工作原理

1-1 .儲能變流器主電路拓撲

高頻隔離型大容量儲能變流器的拓撲如圖1所 示，該變流器采用模塊化級聯設計，可以通過串聯 相同的功率單元實現更高電壓等級，結構更加靈活， 便于擴大容量，單臺變流器的容量可達到兆瓦級別。采用高頻低損耗功率模塊SiC MOSFET，其最高工 作頻率可達幾百kHz，并且能夠滿足10%長期過載 運行以及20%過載運行1 min以上的過載需求，可 以提高變流器開關頻率，進而提高變流器的功率密 度。同時，從耐高溫角度看，與Si IGBT模塊相比， 其具有更高的熱導率和熱流密度，SiC MOSFET模 塊本身的溫度耐受能力提高，可以耐受高溫環境， 且散熱性能良好。基于SiC MOSFET功率模塊的使 用更有助于變流器的小型化、輕量化、高功率密度化設計。

受SiC MOSFET耐壓水平限制，采用若干功率單元高壓側串聯，低壓側并聯的拓撲結構以進一步擴大容量，形成低壓、大電流的直流端口。而當大量功率模塊級聯時，串聯電壓分配不均容易造成器件過壓損壞，并聯電流不均衡會嚴重制約設備的容量提升。為了保證串聯功率模塊之間的均壓以及 并聯功率模塊之間的均流，分別采取了相應的控制 策略。在串聯高壓側，功率單元的均壓策略分為靜 態均壓和動態均壓。靜態均壓依靠單元內部的風扇 耗能實現，動態均壓通過軟件算法排序調制實現。高壓側功率單元內部的高頻變壓器采用真空環氧澆注，以提高絕緣能力。并聯低壓側，采用功率均衡控制方法以實現并聯均流。

高壓交流側功率單元由一臺高頻變壓器、兩組H橋及其之間的直流電容組成，低壓直流側功率單 元由一組H橋和直流電容組成。高壓交流模塊中直接與交流側相連的H橋為AC/DC變換單元，高壓 交流模塊中與高頻變壓器相連的H橋、低壓直流模 塊的H橋以及高頻變壓器組成雙有源全橋型DC/DC變換。其中雙有源全橋型DC/DC變換拓撲 可有效抑制各級二倍頻功率波動，獲得平穩的電池 電流，延長電池壽命。H橋中所有功率模塊由SiC MOSFET來實現。

1-2.功率單元的工作原理

本文所設計的SiC功率單元包含10 kV高壓交流模塊和750 V低壓直流模塊，兩個模塊均基于隔離型H橋拓撲，如圖2所示，相關參數見表1。

對于10 kV高壓模塊，開關器件采用型號為CAS120M12BM2的SiC MOSFET，每個器件源漏 極電壓Vds=1.2 kV，每相采用15個模塊串聯為18 kV，10 kV端口相電壓峰值為8.2 kV，具有足夠的 絕緣裕度；整機總容量1 MW，每個模塊容量為23.8 kW，按每個模塊輸出電壓700V計算，額定通流約34 A，遠小于SiC MOSFET的額定電流120 A，具有足夠的通流裕度。

對于750 V低壓模塊，開關器件采用型號為CAS300M12BM2的SiC MOSFET，每個器件源漏 極電壓Vds=1.2kV，遠高于額定電壓750 V，具有足 夠的絕緣裕度。端口總容量1 MW，每個模塊容量 為66.7 kW，按每個模塊輸出電壓700 V，額定通流約95.3 A，遠小于SIC MOSFET的額定電流300 A， 具有足夠的通流裕度。

雙有源全橋型DC/DC變換采用單移相控制方 式，每個全橋斜對角對應的兩個開關管的脈沖信號 相同，每個橋臂對應的兩個開關管的脈沖信號相差180°。系統運行時，通過改變兩個H橋之間移相角的大小，就可以調節傳輸功率的方向和大小，實現能量的雙向移動。當橋臂電壓相位超前于交流電網 電壓相位時，能量從直流側流向交流側，電池放電；當橋臂電壓相位滯后于交流電網電壓相位時，能量 從交流側流向直流側，對電池進行充電。其移相控制下電壓波形漏電感的電流如圖3所示，其中，移相角φ為功率傳輸過程中超前橋HB1與滯后橋HB2的相位差，Ts為一個開關周期。

2. 儲能變流器功率單元關鍵結構設計

2-1.低感設計

2-1-1 .換流回路雜散電感分析

以低壓側S22、S23關斷時換流過程為例，說明 功率器件關斷電壓尖峰現象。圖4所示的回路A和 回路B中，S22、S23正在關斷。在換流過程中，通 過功率開關管的電流iS逐漸減小，而通過反向二極 管的電流iD正在增大。快速的電流變化作用到流經 路徑和器件的寄生電感上，使其感應出高頻電壓， 并形成換流回路。換流回路上感應的電壓直流 母線電壓疊加，共同作用到功率器件S22、S23上， 導致過大的du/dt，即形成電壓關斷尖峰，尖峰電壓 表示為式（1）。

式中：Umax為關斷過電壓尖峰；為模塊支撐電容 充電電壓；L23 和 L24分別為功率器件和母排的等效雜散電感。

這種現象尤其發生在分布電感量大、負載電流大、功率開關管電流下降時間短的情況下。降低寄生電感量是消除電壓關斷尖峰的有效方法。

2-1-2 .疊層母排設計

根據功率模塊結構布局的不同，疊層母排有多種拓撲。考慮換流回路雜散電感平衡問題，本文采用的疊層母排為對稱結構，由兩電平的正、負 銅排導體通過疊層結構，在導體間疊加絕緣材料進 行熱壓處理構成，其模型如圖5所示。

多電容并聯使得雜散電感支路增加且一致性變好，磁場抵消以降低回路電感。但隨著吸收電容數量的增加，電感見效的幅值減小，因此綜合考慮， 選擇4個吸收電容結構。安裝電容組和功率器件的 疊層母排的三維結構模型如圖6所示。

仿真提取疊層母排的雜散電感，高壓交流模塊的疊層母排雜散電感Lt_H=734 nH，低壓直流模塊的疊層母排雜散電感Lt_l=175 nH。查閱廠家給出的器 件數據手冊以及文獻，型號CAS300M12BM2和CAS120M12BM2的SiC MOSFET高頻寄生電感Lstray均為15 nH，二極管的雜散電感 為15 nH， 則高壓交流模塊換流回路（如圖4所示）的總雜散 電感 和低壓直流模塊換流回路的總雜散電感Ls_l分別為：

2-2.散熱設計

2-2-1 .功率器件熱損耗分析

對于大容量高頻器件SiC MOSFET，需要通過 合理的散熱設計保證其工作在允許的溫度范圍內。熱源的基本參數如表2所示，由于功率模塊殼體直 接放置在散熱器上會有縫隙面，因此可以在裝配過 程中涂一層很薄的導熱硅脂，導熱硅脂的導熱系數 為1 W/(m·k)。功率器件模塊安置于散熱器上的等 效熱阻分析如圖7所示。

圖7中，Ta為環境溫度，Tj(MOS)為SiC MOSFET結點溫度，Tc為功率器件模塊外殼溫度，Ts為散熱器表面溫度。Rthj-cMOS為SiC MOSFET的 管芯到外殼的熱阻，Rthc-s為外殼到散熱器的熱阻， 以上參數可以通過廠家提供的數據手冊獲取，Rths-a為散熱器到空氣的熱阻，可以由散熱器自身傳熱熱 阻以及散熱器與空氣之間的傳熱熱阻相加計算。由圖7可知，Rthj-cMOS與Rthc-s串聯，然后不同橋臂熱阻并聯后，再與Rth_sa串聯，形成完整的功率單元熱 阻。綜合考慮功率密度、成本、環境等因素后， 本文選用強迫風冷的散熱方式。

2-2-2.散熱器設計

散熱器的尺寸布局要和疊層母排、器件擺放相配合，并受到散熱器材質、工藝、磁片參數等因素影響。本文散熱器選用鋁合金材質，具有重量輕、 散熱好等特性。材料表面越粗糙，表面輻射率越大， 導熱性能越差，不利于散熱，因此首選光面的鋁合 金。增大散熱面積有利于減小熱阻，因此增加翅片 的數量可以提高散熱效率，另一方面，磁片數過多 會導致散熱器尺寸變大，不利于功率單元的小型化、 輕型化設計，綜合考慮，磁片數量為15個。

高壓交流模塊中強迫風冷散熱器的總熱阻Rth_h=0.7944 ℃/W， 低壓模塊的散熱器 總熱阻Rth_l=0.7087 ℃/W。滿載時，SiC MOSFET的損耗約 為150 W，根據文獻提供的公式計算出功率器件最大容許熱阻為0.83 ℃/W，說明散熱器選型滿足散熱需求。在仿真軟件中對一個散熱器以及4個SiC模塊進行散熱計算，要求功率器件最大溫升值T≤40 K。為了簡化分析，忽略熱輻射散熱，得到不同入口風 速(v)下功率器件的溫升變化(?T)曲線如圖8所示。

從圖8中可以看出，在風速小于2 m/s時，功 率器件的最大溫升隨風速增大而迅速下降；風速大 于4 m/s時，增加風速對溫升減小的效果不再明顯。風速為4 m/s時，功率器件的最大溫升滿足散熱需 求，因此確定流入散熱器的風速不小于4 m/s。圖9為入口風速為4 m/s時散熱器和功率器件的溫度分布圖，由圖可以看出，越靠近風扇，功率器件溫度越低，最高溫度出現在風冷出口處上的功率器件處；散熱器溫度分布也不均勻，靠近功率器件的部分溫 度比較高，最低溫度出現在風冷入口散熱器翅片底部，溫度接近入口空氣溫度。

為滿足入口風速≥4 m/s，本文選用兩只型號為PMD2406PMB1-A(2)的風機，其單臺風量Q1為56.5 CFM，等效入口風速v為：

式中為風機入口的截面積，考慮到模塊風機輸出 風量消納、不同位置模塊進風量不均衡性以及屏柜 的密封等問題，屏風機風量Q2需大于模塊風機風量總和Q1s。

式中：k為裕度系數，暫定取值在1.2~1.5之間。

綜合考慮性能、成本、供期、市場占有量等方 面因素，選擇型號為R4D450-AK01-01離心風機， 其工作特性曲線如圖10所示。

根據圖10所示的工作特性曲線，計算出風機工 作在230/400V時的裕度系數k的計算公式為：

由上述計算結果可知：k的取值可滿足預期設計要求。

基于SiC MOSFET的儲能變流器功率單元設計如下所述，相應的元件布局如圖11所示。

功率單元由模塊化SiC功率器件、高頻變壓器、 吸收電容、隔直電容、疊層母排、風冷散熱器和金 屬機殼組成。金屬機殼分隔室設計，隔室通過風冷 散熱器的風道相互貫通，進行對流換熱；隔室一內，SiC功率器件置于風冷散熱器表面，吸收電容列于 風冷散熱器一側，通過疊層母排與SiC功率器件連 接，SiC功率器件驅動電路、控制電路固定于金屬 機殼上，取電于連接吸收電容的開關電源，實現高 位取能；隔室二內，隔直電容連接于模塊與高頻變 壓器之間，分別固定于金屬機殼上，高頻變壓器輸 出采用刀型觸頭結構。交流側接口銅排置于功率單元前方，穿過霍爾傳感器后固定于前側面板上，高 頻側接口為高頻變壓器的次級輸出，即具有穿墻套 管結構的刀型觸頭。疊層母排將吸收電容的正負極 端子連接至位于前方面板上的測量端子上，便于測 量電容電壓。

該方案使用疊層母排結構，可降低回路雜感， 減小器件開關過程中的過電壓水平。模塊風扇在吸 收電容電壓高于一定值時自動投入，風冷散熱的同 時，還可保證在不控整流充電階段功率柜內所有模塊之間的均壓。

3.實驗驗證

搭建10 kV高壓交流模塊和750 V低壓直流模 塊樣機，并對功率模塊進行對拖實驗。對于10 kV高壓交流模塊，高壓交流單個模塊兩個H橋之間進 行對拖，實驗原理如圖12（a）所示。首先通過直 流電源給功率單元支撐電容C充電至額定工作電 壓，然后同步觸發兩個H橋，器件開關頻率均為20kHz，由于兩個H橋的輸出幅值、相位相同，初 始電流I為0，然后通過移相控制調節兩個H橋的 輸出電壓相位差，電流I逐步增大直至運行至滿功 率。實驗過程中，模塊風扇始終處于工作狀態。對 于750 V低壓直流模塊，低壓交流功率單元為兩個 模塊的兩個H橋之間進行對拖，實驗過程同高壓功 率單元，原理如圖12（b）所示。

高壓交流功率單元的對拖實驗回路如圖13（a） 所示，電容充電電壓為720 V；低壓直流功率單元的對拖實驗回路如圖13（b）所示，電容充電電壓為720 V。

圖14為高壓交流模塊對拖波形，高壓交流模塊 中H1橋的電壓有效值UH1為709.55 V，關斷電壓 尖峰小于733 V；H2橋的電壓有效值UH2為692.73 V，關斷電壓尖峰小于813 V；電流有效值為40 A。上述分析表明本文提出的疊層設計方案有效的減小 了雜散電感，提高了模塊抑制過電壓的能力。

在環境溫度為10 ℃，電流有效值為40 A，充 電機工作在720V/0.7 A的實驗環境下，采用熱成像儀每運行半小時測量一次各功率器件的溫度，得到 圖15。3.5 h后溫升逐漸趨于平穩，各功率器件溫度最高不超過90 ℃，其中SiC功率器件的溫度不超過40 ℃，可見散熱效果明顯，滿足設計需求。

同理，圖16為低壓直流模塊對拖波形，低壓直 流模塊中模塊1的電壓有效值UHF為700.00 V，關 斷電壓尖峰小于753 V；模塊2的電壓有效值ULVDC為723.43 V，關斷電壓尖峰小于776 V；電流有效 值為130 A。同樣可見疊層母排具有比較好的應用效果。

在環境溫度為10 ℃，電流有效值為130 A，充 電機工作在720V/2.4 A的實驗環境下，采用熱成像儀每運行半小時測量一次各功率器件的溫度，得到圖17。2.5 h后溫升逐漸趨于平穩，各功率器件溫度 最高不超過70 ℃，其中SiC功率器件的溫度不超過50 ℃，可見散熱效果明顯，滿足設計需求。

4.結論

本文設計了一種基于SiC MOSFET的儲能變流器功率單元，包括10 kV高壓交流模塊和750 V低 壓直流模塊，適合于儲能變流器的集成化、模塊化 發展。并重點針對功率單元的低感和散熱進行設計，得到以下結論。

1）功率單元由模塊式SiC功率器件、高頻變壓 器、吸收電容、隔直電容、疊層母排、風冷散熱器 和金屬機殼等組成。結構對稱，拆裝維護方便，且 便于進一步擴大容量。

2）疊層母排的應用可以改善器件的開關特性， 有效減小換流回路的雜散電感，并且使得功率單元 整體結構緊湊，提高其集成度，具備良好的電磁兼 容特性。

3）采用強迫風冷散熱設計，選用合適的風機和 散熱器，保證散熱需求，延長器件使用壽命。風機 控制策略還可保證不控整流充電階段功率柜內所有 模塊之間的均壓。

審核編輯：湯梓紅