現(xiàn)代車輛電氣系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)變得越來越復(fù)雜。這是由于負載數(shù)量的增加，從鉛酸電池轉(zhuǎn)變?yōu)殇囯x子或其他類型電池，以及對失效可操作等功能安全措施的需求。
1. 斷開開關(guān)當今面臨的挑戰(zhàn)

現(xiàn)代車輛電氣系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)變得越來越復(fù)雜。這是由于負載數(shù)量的增加，從鉛酸電池轉(zhuǎn)變?yōu)殇囯x子或其他類型電池，以及對失效可操作等功能安全措施的需求。這些因素使得電池和負載隔離開關(guān)的使用也在增加，MOSFET成為了首選的大負載開關(guān)。為了實現(xiàn)穩(wěn)態(tài)操作的主開關(guān)所需的通態(tài)電阻，通常會并聯(lián)多個MOSFET。在許多情況下，主開關(guān)是雙向的，可以阻止電池的充放電方向的電流。圖一給出了電池斷開開關(guān)的簡化電路示意圖。這種需要在兩個方向上阻止電流是由于在故障事件（如過電壓或由于短路造成的過電流）發(fā)生時所采取的保護措施。這對于離板連接尤其重要，比如連接其他控制單元與斷開開關(guān)的線束。這些線束有很大的電感，必須在過電流關(guān)斷后加以考慮。線束的電感儲存相當大的能量，這些能量必須通過斷開開關(guān)MOSFET或其他保護電路（如續(xù)流二極管）來耗散。

圖1帶續(xù)流二極管和預(yù)充電路的典型雙向電池斷開開關(guān)

1.1

電容充電和沖擊電流限制

在斷開開關(guān)應(yīng)用中，經(jīng)常需要給靠近負載側(cè)的大電容充電。然而，常規(guī)的MOSFET是不適合限制流進大電容的沖擊電流的，這是因為安全工作區(qū)和轉(zhuǎn)移特性的限制，比如跨導(dǎo)。

因為漏極電流對門極電壓的依賴性，即跨導(dǎo)，非常陡峭，控制MOSFET的沖擊電流會變得非常有挑戰(zhàn)性。此外，溫度系數(shù)通常也會對SOA產(chǎn)生影響。因此，限制電流通常變成不可能的任務(wù)。MOSFET有2個工作區(qū)域，表現(xiàn)在轉(zhuǎn)移特性上的熱穩(wěn)定和熱不穩(wěn)定區(qū)域，如圖2所示。高正溫度系數(shù)導(dǎo)致的熱不均勻分布或者熱失控，工作在熱不穩(wěn)定區(qū)域會導(dǎo)致嚴重的性能衰退。另一方面，即使工作在熱穩(wěn)定區(qū)域，芯片的熱分布也是均勻的，大電流也會引起高的自發(fā)熱。由于優(yōu)化RDS(on)的MOSFET具有高ZTC的特點，幾乎不可能令其可靠的工作在線性模式，這使得其不適合許多應(yīng)用場合。

圖2 標準OptiMOSTM 5 溝槽 MOSFET安全工作區(qū)和轉(zhuǎn)移特性

因此，典型的充電概念是通過使用昂貴的大功率電阻和一個小功率MOSFET組成獨立的預(yù)充路徑來限制電流,如圖1所示。另一種方案是，帶軟啟功能的DCDC變換器也可以用來給直流側(cè)電容充電，花費可能更多。

圖3是功率電阻預(yù)充電路的示例充電波形。在這個例子中，1ohm的電阻用來給33mF的電容充電。曲線的形狀是漸進的接近目標電容電壓48V。充電過程在整個期間逐漸緩慢，這就是大家熟知的RC時間常數(shù)的行為。電阻上的損耗隨電流劇烈地衰減。因此，電阻功率和自發(fā)熱的單獨控制不大可能最大化實現(xiàn)電容的充電速度。

圖3 帶預(yù)充電路的0至48V電容充電（1ohm, 33mF）

1.2

短路魯棒性（雪崩擊穿和主動電壓鉗位）

開開關(guān)的一個顯著挑戰(zhàn)是保證短路時電路的魯棒性。當檢測到短路或者過流故障，MOSFET就會被關(guān)斷以保護系統(tǒng)和MOSFET，避免失效。然而，存儲在線纜電感中的能量依舊需要被消耗。（找元器件現(xiàn)貨上唯樣商城）如果沒有額外的對抗措施，這些能量就會通過斷開開關(guān)MOSFET的雪崩擊穿來消耗。700A短路關(guān)斷電流下的雪崩擊穿仿真簡化電路和仿真波形如圖4、圖5所示。為了避免栓鎖效應(yīng)引起的損壞和過熱，需要使用雪崩電流和雪崩能量額定值大的MOSFET。如果超過MOSFET的電流或者能量額定值，額外的保護措施是必要的。

因為壽命周期內(nèi)熱載流子注入效應(yīng)的影響，雪崩擊穿一個需要面臨的共同挑戰(zhàn)是限制其暴露的時間。雪崩時，器件內(nèi)部產(chǎn)生的強電場加速自由載流子會影響離子區(qū)。然而一些熱載流子可能會注入到門極氧化物，從而導(dǎo)致參數(shù)漂移，限制器件壽命，進而限制雪崩擊穿暴露的時間和雪崩擊穿發(fā)生的次數(shù)。

圖4 考慮寄生參數(shù)的簡化48V斷開開關(guān)短路方案

圖5短路關(guān)斷后雪崩擊穿仿真示例

有源鉗位的使用使得這些能量可以用不同的方式被消耗。這需要器件工作在線性區(qū)而不是雪崩擊穿，通過限制漏源極電壓低于擊穿電壓，但高于電池電壓來實現(xiàn)。在鉗位期間，需要維持小的門極電壓水平以保持溝道打開的狀態(tài)，從而導(dǎo)通電流并限制漏源電壓。

圖6給出了有源鉗位的仿真示意。可是讓MOSFET工作在熱不穩(wěn)定區(qū)域會導(dǎo)致嚴重的問題。而且，讓具有陡峭轉(zhuǎn)移特性的器件并聯(lián)工作在線性模式幾乎是不可能的。因為制程導(dǎo)致的門極門檻電壓的偏差，可能會讓并聯(lián)工作的MOSFET中的一顆承擔幾乎所有的電流。

圖6 短路關(guān)斷后有源鉗位仿真示例

2. 雙門極MOSFET介紹

IAUTN08S5N012L雙門極MOSFET就是以優(yōu)化電容充電和短路的概念來設(shè)計的。這個創(chuàng)新的方式通過取消單獨的預(yù)充電路實現(xiàn)降本。而且，該設(shè)計加強了系統(tǒng)的短路魯棒性，為可靠且高效的性能應(yīng)用需求提供了理想的選擇。表2、圖7分別給出了產(chǎn)品特性概覽，封裝和等效電氣符號。

表2

圖7 雙門極MOSFET TOLL封裝及其等效電路符號

2.1

2個MOSFET以雙門極結(jié)構(gòu)的方式長在同一封裝

雙門極MOSFET由2個并聯(lián)交錯的晶體管長在同一硅芯片組成，具有共同的漏極和源極，但是通過指定的引腳實現(xiàn)獨立的門極。一個門極代表ONFET，穩(wěn)態(tài)工作時實現(xiàn)低導(dǎo)通電阻；另一門極代表LINFET，提供優(yōu)異的SOA和線性工作性能。這使得其適用于充電電容沖擊電流的控制以及短路關(guān)斷后的有源鉗位。2個MOSFET共享一個芯片的好處在于可以互相利用硅的冷卻區(qū)域或者熱容。相比采用統(tǒng)一技術(shù)的單個標準MOSFET，當2個MOSFET都開通時，導(dǎo)通電阻只是略微提高。

2.2

LINFET強化SOA和跨導(dǎo)

LINFET特意在工程上顯著強化SOA性能，實現(xiàn)遠超標準的溝槽工藝的MOSFET，可以媲美planar工藝的MOSFET。通過降低ZTC以及利用ONFET的芯片面積，使得LINFET具有優(yōu)越的線性工作性能。圖8以圖形的形式展示了LINFET SOA性能的提升。比如，當器件處于高漏源電壓和1ms的脈沖時間，相比ONFET，SOA電流提高了8倍。

圖8 LINFET和ONFET性能比較——ZTC和SOA

低跨導(dǎo)，即漏極電流對門極電壓的變化率低，是LINFET的第2個關(guān)鍵優(yōu)勢。這帶來了2個好處：一是實現(xiàn)基于外部門極電壓容差的更加準確的電流控制，二是減小了門極電壓偏差對電流的影響。此外，多個MOSFET由一個門極電壓控制時，LINFET可以提高線性模式下的電流均流效果。圖9展示了ONFET和LINFET的對比。出于簡便，只考慮最小和最大門極門檻偏差對漏極電流的影響（忽略跨導(dǎo)工藝偏差）。以60A典型電流為例，對比最大和最小電流。可以發(fā)現(xiàn)，ONFET的電流范圍是5A到90A，LINFET的電流范圍是40A到80A。這就清晰的展示了低跨導(dǎo)的優(yōu)勢：打開了新的目標應(yīng)用，比如短路鉗位或者電容充電。低跨導(dǎo)幫助實現(xiàn)準確的控制沖擊電流以及線性工作模式下多并聯(lián)MOSFET的電流均流。

圖9 ONFET和LINFET性能對比——跨導(dǎo)和電流容差

3. 如何利用雙門極MOSFET解決

斷開開關(guān)的應(yīng)用挑戰(zhàn)

雙門極MOSFET中的LINFET，因為提高的SOA和低跨導(dǎo)特性使其成為電容充電中限制沖擊電流優(yōu)秀候選方案。

3.1

固定門極電壓限制電流

利用LINFET限制沖擊電流的一個簡單的方式是調(diào)節(jié)門極電壓。目標電流限制取決于器件的轉(zhuǎn)移和輸出特性。然而這種方式依舊給因為工藝偏差和其他產(chǎn)品特性引起的變化留下空間。因此，評估考慮這些因素，找到好的充電速度和自發(fā)熱的折中點顯得尤為重要。

為了減小這種效應(yīng)，規(guī)格書中規(guī)定了門極電壓在5.6V到6.2V之間以及漏源電壓在6V到48V之間等多種條件下的最大和最小電流限制精度。推薦5.6V的門極工作電壓主要因為：一是5.6V非常接近器件的ZTC點，意味著電流獨立于溫度；二是5.6V的穩(wěn)壓管可以用來限制門極電壓，而且其溫度系數(shù)也很小。圖10展示了帶穩(wěn)壓管簡化斷開開關(guān)電路。穩(wěn)壓管的電壓容差帶來的電流變化可以基于規(guī)格書里LINFET的跨導(dǎo)來確定。比如門極電壓為5.6V時，跨導(dǎo)dID/dVgs,LIN大約為50S。穩(wěn)壓管偏差+/-110mV會帶來額外的大約+/-5.5A的電流偏差。

圖10 帶穩(wěn)壓管的門極電壓控制實現(xiàn)沖擊電流限制

3.2

脈沖式充電控制自發(fā)熱

另一個需要考慮關(guān)鍵點是自發(fā)熱。在大多數(shù)情況下，電容是非常大的，只是限制門極電壓來開通LINFET是不足以有效的控制器件自發(fā)熱。此外，因為每輛車啟動時都需要進行電容充電，壽命的衰減也是重要的探索因素。自發(fā)熱取決于如下3種因素：Zthja，ID以及VDS 。為了限制自發(fā)熱和器件壽命的衰減，我們推薦考慮如下指導(dǎo)原則：

• 在高于或者接近ZTC點工作（Vgs,LIN >5V）以防工作在熱不穩(wěn)定區(qū)域
• 每一次脈沖充電引起的溫升 ΔTj<60K
• 結(jié)溫Tj <175oC

可以使用spice仿真來評估脈沖式電容充電時的自發(fā)熱。如下圖11和12給出了雙門極MOSFET的簡化仿真示例。如下的仿真例子里，5.6V的穩(wěn)壓管和4.7kohm的串聯(lián)電阻被用來限制門極電壓和電流。

Spice模型參數(shù)設(shè)置（對接下來所有的仿真例子有效）

仿真條件：

• Ta=85C，VBAT=48V
• C1=5mF(負載電容)
• 脈沖寬度（固定）：100us
• 周期：1ms
• 循環(huán)次數(shù)：70次
  

在保證每個充電脈沖的溫升ΔTj <60K并且結(jié)溫Tj保持在175oC以下時，典型的充電時間大約是60ms。

圖11 雙門極MOSFET充電電路仿真

@ 5mF, 48V(固定脈沖寬度)

圖12 雙門極MOSFET充電電路仿真波形

@ 5mF, 48V(固定脈沖寬度)

3.3

脈寬調(diào)節(jié)式電容充電

如上一節(jié)所討論的，在電容充電器件，漏源電壓、功率損耗隨電容電壓升高而減小。這種現(xiàn)象提供了充電過程中增加脈寬的機會，使我們能夠最大化地利用每個周期的溫升并且縮短總的充電時間。取決于充電時間、功率或者漏源電壓，增加脈寬的方式有許多種，比如線性式，拋物線式、其他函數(shù)形式。如下2個例子給出的占空比函數(shù)D(t)表明了用固定充電模式的調(diào)節(jié)方式。

示例條件：

• n=25次（脈沖數(shù)量）
• T=2ms（周期）
• Dstart=10%（起始占空比）
• Dend=80%（結(jié)束占空比）

示例1：基于占空比函數(shù)D(t)的脈寬線性增加

圖13脈寬線性增加

示例2：基于占空比函數(shù)D(t)的脈寬拋物線式增加

圖14脈寬拋物線式增加

3.4

降低開關(guān)速度減少板端網(wǎng)絡(luò)電感耦合

如前述，在斷開開關(guān)應(yīng)用中，線束電感不僅對短路工況有嚴重的影響，而且也會影響電容充電的過程。在每個電容充電的電流脈沖期間，電流高上升和下降斜率dID/dt 會在線路電感上產(chǎn)生壓降。可接受的dID/dt和電壓耦合取決于系統(tǒng)的需要。欠壓會導(dǎo)致連接到受影響端IC器件異常關(guān)斷。同樣的，過壓也會使器件過電氣應(yīng)力出現(xiàn)損壞。因此，我們建議通過使用合適的RC參數(shù)以降低門極電壓和漏極電流將dID/dt限制在合理的范圍。這種方式簡單高效。圖15-圖17 給出了仿真示例。

仿真條件：

• Ta=85C，VBAT=48V
• C1=5mF(負載電容)
• 脈沖寬度（固定）：100us
• 周期：1ms
• 循環(huán)次數(shù)：70次
• 寄生電感L1：1uH
• 降低門極電壓斜率開關(guān)電容C2 : 22nF

圖15、圖16分別是不加開關(guān)電容（虛線）和帶開關(guān)電容的仿真波形。

圖15考慮電感耦合效應(yīng)的雙門極MOSFET仿真電路

@ 5Mf, 48V(拋物線式脈沖寬度調(diào)節(jié))

圖16考慮1uH電感的雙門極MOSFET仿真波形

@ 5mF, 48V(拋物線式脈沖寬度調(diào)節(jié))

虛線代表不加開關(guān)電容C2

圖17考慮1uH電感的雙門極MOSFET開關(guān)周期仿真波形 @ 5mF, 48V(拋物線式脈沖寬度調(diào)節(jié))

虛線代表不加開關(guān)電容C2

3.5

利用LINFET實現(xiàn)短路檢測

系統(tǒng)啟動時，電容充電的電流脈沖也可以用來做短路檢測。如果電容電壓并沒有按照預(yù)期上升，通常意味著輸出側(cè)出現(xiàn)短路或者過載。為了執(zhí)行該測試，必須在斷開開關(guān)板端進行輸出電壓，即電容電壓的檢測。如果檢測電壓沒有按照預(yù)期上升，充電就會被中止。這種方式的優(yōu)勢是LINFET可以把脈沖電流限制在合理的低水平，從而方便控制短路時的自發(fā)熱。

3.6

短路鉗位（防止出現(xiàn)雪崩擊穿）

該產(chǎn)品的另一個好處是它在短路鉗位時的魯棒性。通過這種方式，防止雪崩擊穿，最大限度減小熱載流子注入引起性能衰退的影響，還能限制漏源電壓。在這個應(yīng)用框架中，我們將展示2種電路結(jié)構(gòu)：一種是穩(wěn)壓管直接接到門極，另一種更復(fù)雜的方案是雙極性晶體管和穩(wěn)壓管的組合結(jié)構(gòu)。為了便于后續(xù)描述，我們假設(shè)ONFET處于關(guān)斷狀態(tài)。

1

簡單結(jié)構(gòu)：穩(wěn)壓管直接接到門極

圖18展示了用LINFET實現(xiàn)短路鉗位的簡單方案。在短路關(guān)斷期間，寄生電感會引起漏源極過壓，導(dǎo)致系統(tǒng)損壞。為了防止出現(xiàn)這種現(xiàn)象，會設(shè)定一個特定的過壓門檻。當過超過過壓閥值，LINFET會以一定水平的門極電壓開通，從而流過電感電流。該電流以及漏源電壓/過壓閥值，也會隨著門極電壓VGS,LIN發(fā)生變化。

VDS,clamp = VR2 + VDC +VDR+VGS,LIN ≈ VDC+VGS,LIN

當選擇的穩(wěn)壓管時，選擇一個可以把VDS,clamp維持在雙門極電壓的擊穿電壓水平以下穩(wěn)壓值尤為重要。這樣，MOSFET的整體性得以維持且電路能夠正常工作。R2用來限制穩(wěn)壓管電流，同時還要保證足夠小而不會影響到鉗位速度。R1用作下拉電阻，并且漏極電流下降的鉗位期間泄放門極電荷。DR的功能是防反保護。它的作用是在電池反接時，防止電流從門極流向電池。總之，這種方式相對簡單且只需要少量的器件。然而，由于門極電壓的影響，VDS的電壓限制精度會差一些。

2

強化結(jié)構(gòu)：雙極性晶體管與穩(wěn)壓管組合

強化版的短路鉗位電路結(jié)構(gòu)稍微復(fù)雜一點，需要更多的元件。然而，它可以帶來更好的VDS限制精度。這個結(jié)構(gòu)的一個好處是穩(wěn)壓管直接接到源極，而不是LINFET的門極。這可以在鉗位時，通過使用雙極型晶體管上拉門極電壓實現(xiàn)。鉗位的VDS電壓值可以按照如下計算：

VDS,clamp = VR2+VR3+VDC ≈ VDC

VDS,clamp也要保持在MOSFET的擊穿電壓以下。這樣MOSFET的整體性得以維持并且電路可以正常工作。電路里的二極管DR也是電池反接保護管。它的主要目的就是防止在電池反接時，電流從門極流進電池。VR2和VR3 可以不考慮，英文流進它們的電流幾乎可以忽略。R2用來上拉BJT的門極點位，從而保證電路穩(wěn)定運行并且防止意外的開啟。另一方面，R3被用來限流并調(diào)整DC電壓。為了保證電路能夠快速響應(yīng)，鉗位電路里的應(yīng)該選用具有高帶寬和高增益的BJT。此外，電阻可以用來調(diào)節(jié)優(yōu)化瞬態(tài)響應(yīng)。總之，在參數(shù)調(diào)節(jié)是，需要平衡好穩(wěn)定運行和響應(yīng)速度。

圖19帶BJT強化鉗位結(jié)構(gòu)及穩(wěn)壓管以MOSFET源極為參考點

3

取代TVS二極管用作過壓鉗位保護

通過TVS二極管吸收電感能量遇到的挑戰(zhàn)是它的擊穿電壓受工藝變化，溫度以及電流的影響。結(jié)果，電路的過壓保護的鉗位電壓范圍大。用雙門極MOSFET的LINFET來做電壓鉗位就可以顯著提高鉗位電壓的精度。在這種情況下，不需要ONFET,因此可以把門極短路到源極。以往，平面工藝的MOSFET經(jīng)常被用作基于MOSFET的鉗位電路。然而，這個方案中的LINFET的優(yōu)勢是非常低的門極充電電荷，從而可以顯著提高鉗位響應(yīng)速度。

圖20用雙門極MOSFET替代TVS保護二極管提高鉗位精度

審核編輯 黃宇