1 引言

運算放大器作為模擬系統和混合信號系統中的一個重要電路單元，廣泛應用于數/模與模/ 數轉換器、有源濾波器、波形發生器和視頻放大器等各種電路中。伴隨著每一代CMOS 工藝 的發展，電源電壓和晶體管溝道長度的持續減小，不斷為運算放大器的設計提出了復雜的課 題。在A/D 轉換器中，運算放大器是最關鍵的部件。比如，有限增益、帶寬和有限壓擺率 等運算放大器的非理想特性都會造成積分器中的電荷轉移不完全，從而引起A/D轉換器的非線性。與單端輸出的運算放大器相比，全差分運算放大器能提供更大的輸出電壓擺幅，并具 有不易受共模噪聲影響、更高的線性度、減少偶次諧波干擾以及偏置電路更簡單等優點。

本文從分析和優化運算放大器的參數出發，實現了一款高性能CMOS 全差分運算放大器 的設計，其主要性能指標要求為：開環增益大于70dB，單位增益帶寬大于80 MHz，轉換速 率大于160 V/μs。

2 高增益CMOS 全差分運算放大器設計

2.1 結構選擇與分析

常見的全差分運算放大器的結構有套筒式共源共柵、折疊式共源共柵和兩級運放等。在 兩級運放結構中，次極點頻率由負載電容CL 決定，使速度受到限制，帶寬較小，且功耗較 大，電源抑制比和共模抑制比也較差。與套筒式結構相比，折疊式共源共柵運放的輸出電壓 擺幅要大一些，但這是以較大的功耗和噪聲、較低的電壓增益和極點頻率為代價得到的[2]。套 筒式共源共柵是各種不同運放結構*耗最低的一種，其增益也較高，可和普通的兩級運放 相比。從本設計的應用出發，決定采用套筒式共源共柵結構來設計全差分運算放大器。

2.2 套筒式共源共柵運算放大器

采用的套筒式共源共柵運算放大器主體結構如圖1 所示。其中，M1、M2、M3 和M4 組成有源負載，其阻值很大，可提高運算放大器的增益。M7 和M8 是NMOS 差分輸入對，用 于把輸入電壓變為電流；M7、M8 和M5、M6 一起組成差分式共源共柵結構。M9 用來產生 尾電流以抑制輸入共模電平的變化對M7 和M8 的工作及輸出電平的影響。Vb1、Vb2 和Vb3 為 三個偏置電壓，VCMFB 為共模反饋電路產生的控制電壓。

2.3 共模反饋電路

全差分運算放大器中通常需要一個共模反饋電路(CMFB)，使受控的共模輸出電壓值接近 于某個特定值(通常約為電源電壓的一半)[4]。CMFB 分連續時間和開關電容兩種。由于本文設 計的運放用在全差分開關電容電路中，加之連續時間CMFB 具有限制差模輸出信號幅度、增 加差模負載和增加靜態功耗等缺點[5-6]，因此采用開關電容CMFB，其實際結構如圖2 所示。

圖2 中的C1=C2，C3=C4，clk1 和clk2 為兩相不交疊時鐘信號，Vo-和Vo+接運放輸出電 壓，VCMFB 為該CMFB 產生的調節電壓，Vcmref 代表期望的輸出共模電壓，Vbias 是使運放輸出 共模電壓剛好等于期望值時的電流源柵極偏壓。當clk2 為高電平時，C3 和C4 預充電到 Vcmref-Vbias。當clk1 為高電平時，C1 和C3 并聯，C2 和C4 并聯，存儲在C3 和C4 上的電荷 將發生轉移，最終在C1 與C2 之間產生一個DC 補償電壓，疊加到運放的輸出共模電壓上， 從而保證運算放大器實際輸出共模電壓保持在預期值附近。

3 電路參數分析

在圖 1 所示的電路中，由于兩條支路對稱，所以當輸入差模交流信號時，M9 的漏極電位 保持恒定，于是可認為M9 的漏極交流接地，由此得到圖1 的單邊交流信號等效電路，如圖3 所示。

3.1 開環直流增益

如圖3 所示，單邊增益等于輸入管的跨導乘以輸出電阻。輸出電阻等于從輸出節點看進去的兩個共源共柵結構輸出電阻的并聯，因此有

上式指出了具體某個晶體管對電路直流增益的貢獻，因此是晶體管參數調整的總體指導 依據。此外，從圖1 可以看到，M5、M6、M7 和M8 處在信號通路上，故要保證其電容值最 小，因此在改變參數以增大直流增益的過程中，盡量保持最小尺寸不變而進行寬長比的整體 變化。而PMOS 管M1、M2、M3 和M4 對信號的影響小得多，增大其尺寸可非常有效地改變 直流增益。

3.2 單位增益帶寬

套筒式共源共柵運算放大器的小信號傳遞函數可寫為

由(3)式和(10)式可知，增加輸入差分管的W/L、減小負載電容是提高單位增益帶寬的有效方法。

3.3 轉換速率和建立時間

運算放大器在額定負載及輸入階躍大信號時，輸出電壓上升段(或下降段)線性部分的斜率 稱為轉換速率，也叫壓擺率。圖1 所示運放Vout1－Vout2 的壓擺率SR=ID9/CL。本設計中負載電 容CL 為2.6 pF，轉換速率要求大于160 V/μs，因此ID9 至少為0.42 mA。

建立時間指當運算放大器構成閉環負反饋時，在限定輸出負載并輸入階躍信號的條件下， 輸出電壓從階躍信號輸入時起至輸出電壓上升到穩定值的誤差容限內所需的時間。它分為線 性建立和非線性建立兩個不同的階段。線性建立階段指輸入差分小信號時，運算放大器的輸 出由閉環作用控制的階段。單位增益帶寬越大，線性建立時間越短。非線性建立階段是指當 輸入差分大信號時，運算放大器的輸出波形由轉換速率決定的階段，因此可通過適當增加尾 電流來縮短這段時間。

3.4 共模輸入范圍

輸入共模電壓范圍定義為當差動信號為零時，能維持電路工作在飽和區的共模電平范圍。 對于理想差分運算放大器，輸入共模電壓時輸出應為零。而實際的差分運算放大器，電路既 不可能完全對稱，尾電流源的輸出阻抗也不可能為無窮大。因而，當輸入共模電壓時輸出不 為零；甚至當輸入共模電壓超出某一范圍時，運算放大器就不能再對差模信號進行正常放大。 從圖1 可以看到，輸入共模電壓VIC 有：

4 仿真結果

基于 SMIC 0.35 μm CMOS 工藝，在Cadence Spectre 模擬器上對該CMOS 運算放大器進 行仿真。結果如表1 所示。圖4 給出了運算放大器的頻率響應特性曲線。

5 結論

采用簡單的套筒式共源共柵結構，通過分析決定開環直流增益、單位增益帶寬、轉換速 率和建立時間等主要性能參數的各種因素，實現了一款性能優良的全差分運算放大器。Spectre 仿真表明，運算放大器的各項性能指標均達到設計要求，可應用于高精度音頻Σ-Δ A/D 轉換 器中。