電流采樣電路的設計

文中研制了一套模擬并網發電系統，實現了頻率跟蹤、最大功率跟蹤、相位跟蹤、輸入欠壓保護、輸出過流保護、反孤島效應等功能；采用Atmega16高速單片機，實現了內部集成定時、計數器功能；利用定時器T／C2的快速PWM功能，實現SPWM信號的產生；采用T／C1的輸入捕獲功能，實現了頻率相位監測和跟蹤以及對失真度、輸入電壓、輸出電流等物理量的檢測與控制。

1 整體方案設計設計采用Atmega16單片機為主體控制電路，工作過程為：與基準信號同頻率、同相位正弦波經過SPWM調制后，輸出正弦波脈寬調制信號，經驅動電胳放大，驅動H橋功率管工作，經過濾波器和工頻變壓器產生于基準信號通頻率、同相位的正弦波電流。其中，過流、欠壓保護由硬件實現，同步信號采集、頻率的采集、控制信號的輸出等功能，均由Atmega16完成。系統總體設計框圖如圖1所示。

圖一：系統樞圖

2 硬件電路設計分為DC／AC驅動電路、DC／AC電路和濾波電路3部分和平滑電容C1，電路原理如圖2所示。

圖二：AC\DC轉換電路

是由R1、R2、R3、R4、R5、R6、Q3、Q4、P3和P4組成，其中P3和P4是控制信號輸入端，R3和R4為限流電阻。集電極的電流直接影響波形上升沿的陡峭度，集電極電流越大輸出的波形越陡峭。因為R2和R1與集電極pn節的寄生電容形成了一個RC充放電的時間常數，集電極pn結的寄生電容無法改變，只有通過改變R1和R2的值來改變時間常數，所以R1和R2值越小，Q3和Q4的集電極電流就越大；RC的充電時間常數越小，波形的上升沿越陡峭，而增加集電極電流，會增加系統的功耗，權衡利弊選擇一個合適的值。其次，射級pn結的寄生電容也會影響Q3和Q4的關斷時間和波形上升沿的陡峭度。所以在驅動電路中各加了一個放電回路，即拉地電阻R5和R6，R5和R6的引入，加快了Q3和Q4的關閉速度，這樣就使集電極的波形更陡峭。同樣在保證基極射極pn不損壞的條件下，基極的電流也是越大越好，但也會帶來損耗問題，權衡利弊選擇一個合適的值。關于兩個電阻的取值，這里假設三極管的放大倍數為β，基極電流Ib，集電極電流Ic，流過R5的電流為I5，流過R3的電流為I3，R3的壓降為V3，驅動信號為V，R5的壓降為V5，有

實際中R3和R5應該比計算值小，這樣是為了讓三極管工作在飽和狀態，提高系統穩定性。
2．2 DC-AC電路
是由兩只p溝道MOSFET。Q1、Q2和兩只n溝道MOSFET Q5、Q6組成。在這里沒有采用4只n溝道MOSFET，原因是驅動電路復雜，如果采用上面的驅動電路接近電源的兩個導體管不能完全導通，發熱量為接近地一側導體管4倍以上，功耗增加，所以采用對管逆變即減小了功耗，而且驅動電路簡單。通過控制4個導體管的開關速度再通過低通濾波器即可實現DC／AC功能。
2．3 濾波電路
兩個肖特基整流二極管1N5822為續流二極管，這里為防止產生負電壓，C2、C3、C4、C5、L1、L2組成低通濾波器，其中C5、C6為瓷片電容，C2、C3用電解電容，充放電電流可以流進地，L1、L2為帶鐵芯的電感，帶鐵芯的電感對高頻的抑制比空心電感更好，電感值更高。關于參數的選取和截止頻率的計算如下

3 采樣電路

3．1 電流采樣電路的設計
由于終端負載一定，所以電流采樣實際等同于一個峰值檢測的過程，此電路實際是一個峰值檢測電路，P3為信號的2個輸入端，調整R10，R11和R17、R18取值來實現峰值測功能，電路中的阻值并不準確，需要實際中根據信號的幅值來調整R10、R11和R17、R18阻值和比值。R14、R15、R19、R20的電流為模擬比較器內部偏置電流的10倍以上，電阻的阻值盡可能大，這樣既減小了功耗也保證了系統的穩定性。Y3采用模擬比較器LM393，LM393內部為開集電極輸出，應用的時候輸出端要接一個上拉電阻，電路如圖3所示。

圖三：電流采樣電路

3．2 MPPT采樣電路
在光伏系統中，通常要求太陽能電池的輸出功率始終最大，系統要能跟蹤太陽電池輸出的最大功率點。如果負載不能工作在電池提供的最大功率點，就不能充分利用在當前條件下電池所能提供的最大功率。因此，必須在太陽能電池和負載之間加入阻抗變換器，使得變換后的工作點正好和太陽能電池的最大功率點重合，使太陽能電池以最大功率輸出，這就是太陽能電池的最大功率跟蹤。即最大功率跟蹤MPPT，是本套光伏并網發電模擬裝置研究的一個重要方向。由于光伏電池的最大功率輸出點是隨光強、負載和溫度變化的。為充分利用太陽能，系統必須實現最大功率點的跟蹤。本套光伏并網發電模擬采用恒定電壓控制方法，其優點是簡單易行，且可以跟蹤最大功率點。電路的工作原理：本模塊電路的核心也是模擬比較器LM393，TL431提供7．5 V的基準電壓，在這里基準電壓取值建議≥7．5 V，取值可以比7．5 V稍大，以提高系統穩定性，應保證流過R3、R9的電流為模擬比較器LM393偏置電流的10倍以上，R3、R9的取值盡可能大。R1、R2并聯是為了調試方便，現實中很難找到阻值很合適的電阻，滑動變阻器昂貴，所以用兩個電阻并聯調試效果比較理想。假設R為R1、R2并聯值，流過R的電流為I，則有

式(9)中的，可以認為是TL431的灌電流的最小值，流過R6的電流和模擬比較器LM393的偏置電流忽略不計。R6和R13阻值選取，應參考TL431內部1腳的偏置電流，流過R6和R13的電流應該10倍于TL431內部1腳的偏置電流，在保證系統穩定的前提下盡量減小功耗。
輸出用了光電耦合器U4把控制電路和主電路隔離，防止主電路干擾控制電路，R4和R5的取值太大影響穩定性，取值太小則使流過R4、R5的電流大功耗增加甚至損壞器件。
模擬比較器LM393的正相輸入端3腳位固定電壓7．5 V，正常狀態下PD4采集到的為高電平，當2腳的電壓高于7．5 V時輸出端1腳輸出低電平，光耦導通，PD4采集到的為低電平開始處理SPWM信號調整輸出阻抗來實現恒電壓跟蹤，最終實現最大功率點跟蹤。電路如圖4所示。

3．3 欠壓采樣電路設計
如圖5與圖4電路相似，模擬比較器的反相輸入端為基準電壓7．5 V，而R22換成電位器，目的是為了便于調整使本裝置適用于不同欠壓值控制。輸出采用光電耦合器U4把控制電路和主電路隔離，防止主電路干擾控制電路，R22、R24的取值太大影響穩定性，取值太小則使流過R22、R24的電流大功耗增加甚至損壞器件，R21、R23的取值大小參見4N25的輸入輸出特性曲線。
模擬比較器LM393的反相輸入端6腳位固定電壓7．5 V，正常狀態下欠壓采樣輸出為高電平，當5腳電壓<7．5 V時，輸出端7腳輸出為低電平，光耦導通，欠壓輸出端采集到的低電平欠壓保護電路開始工作，切斷主電路供電，實現欠壓保護。

4 欠壓過流保護電路設計電路如圖6所示，當系統正常工作時，此過流保護的輸入端過流信號和欠壓即CD4011的1腳和2腳，檢測到的信號都是高電平，C04011的3腳輸出低電平，經過U10B和U10C兩級反相最終CD4011的10腳輸出低電平，三極管2N3904截止，繼電器常閉端處于導通狀態，系統處于正常工作狀態。當輸出流過負載的電流過大或者輸入電壓不足時低電平觸發CD4011的1腳2腳，這時候3腳輸出高電平，電容C10充電經過U10B和U10C兩級反相后10腳輸出高電平，三極管2N3904導通，繼電器的常閉端斷開，主電路停止供電，處于保護狀態。由于主電路電源被切斷U10A的輸入端檢測到高電平，3腳輸出低電平，由于CD4011的高輸入阻抗和開關二極管D6單向導通作用，C10的電荷只能通過R27釋放，當U10B的輸入端電位低于門限電壓，經過U10B和U10C兩級反相后，三極管2N3904關閉，主電路開始供電。這樣實現了系統過流、欠壓故障排除后，裝置自動恢復為正常狀態。
此部分電路的設計采用雙輸入四與非門CD4011做反相器、開關二極管D6、電阻R27、電解電容C10、三極管2N3904和繼電器。R26的選取由繼電器的驅動電流和2N3904的放大倍數β來決定，過小則增加功耗，過大則不能驅動繼電器。R27和C10的放電時間就是系統過流欠壓保護后檢測的間隔時間。時間T=2×R27×C10。

圖6：欠壓過流保護電路設計