反激式轉(zhuǎn)換器工作原理

圖1為一個(gè)最簡(jiǎn)單的反激式轉(zhuǎn)換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并且包含以下寄生元件：

如初級(jí)漏電感、MOSFET的寄生電容和次級(jí)二極管的結(jié)電容。

圖1包含寄生元件的反激式轉(zhuǎn)換器拓?fù)鋱D

該拓?fù)湓醋砸粋€(gè)升降壓轉(zhuǎn)換器，將濾波電感替換為耦合電感，如帶有氣隙的磁芯變壓器，當(dāng)主開關(guān)器件MOSFET導(dǎo)通時(shí)，能量以磁通形式存儲(chǔ)在變壓器中，并在MOSFET關(guān)斷時(shí)傳輸至輸出。由于變壓器需要在MOSFET導(dǎo)通期間存儲(chǔ)能量，磁芯應(yīng)該開有氣隙,基于這種特殊的功率轉(zhuǎn)換過程，所以反激式轉(zhuǎn)換器可以轉(zhuǎn)換傳輸?shù)墓β视邢蓿皇沁m合中低功率應(yīng)用，如電池充電器、適配器和DVD播放器。

反激式轉(zhuǎn)換器在正常工作情況下，當(dāng)MOSFET關(guān)斷時(shí)，初級(jí)電流(id)在短時(shí)間內(nèi)為 MOSFET的Coss（即Cgd+Cds)充電,當(dāng)Coss兩端的電壓Vds超過輸入電壓及反射的輸出電壓之和(Vin+nVo)時(shí)，次級(jí)二極管導(dǎo)通，初級(jí)電感Lp兩端的電壓被箝位至nVo。因此初級(jí)總漏感Lk（即Lkp+n2×Lks)和Coss之間發(fā)生諧振，產(chǎn)生高頻和高壓浪涌，MOSFET上過高的電壓可能導(dǎo)致故障。

反激式轉(zhuǎn)換器可以工作在連續(xù)導(dǎo)通模式(CCM)（如圖2）和不連續(xù)導(dǎo)通模式(DCM)（如圖3）下，當(dāng)工作在CCM模式時(shí)，次級(jí)二極管保持導(dǎo)通直至MOSFET柵極導(dǎo)通，而MOSFET導(dǎo)通時(shí)，次級(jí)二極管的反向恢復(fù)電流被添加至初級(jí)電流，因此在導(dǎo)通瞬間初級(jí)電流上出現(xiàn)較大的電流浪涌；當(dāng)工作在DCM模式時(shí)，由于次級(jí)電流在一個(gè)開關(guān)周期結(jié)束前干涸，Lp和MOSFET的Coss之間發(fā)生諧振。

圖2 連續(xù)導(dǎo)通模式

圖3 不連續(xù)導(dǎo)通模式

圖4顯示了開關(guān)電源工作在DCM模式，實(shí)測(cè)的MOSFET電壓和電流工作波形，除了可以看到MOSFET在開通和關(guān)斷的過程中，均產(chǎn)生比較大的電壓和電流變化，而且可以看到MOSFET在開通和關(guān)斷的瞬間，產(chǎn)生一些震蕩和電流尖峰。

如圖1所示的包含寄生元件的反激式轉(zhuǎn)換器拓?fù)鋱D，其中Cgs、Cgd和 Cds分別為開關(guān)管MOSFET的柵源極、柵漏極和漏源極的雜散電容，Lp、Lkp、Lks和Cp分別為變壓器的初級(jí)電感、初級(jí)電感的漏感、次級(jí)電感的漏感和原邊線圈的雜散電容，Cj為輸出二極管的結(jié)電容。圖5為反激變換器工作在DCM工作模式時(shí)，開關(guān)管分別工作在(a)開通瞬間、 (b)開通階段、 (c)關(guān)斷瞬間和(d)關(guān)斷階段時(shí)，所對(duì)應(yīng)的等效分析電路，Rds為開關(guān)管的漏源極等效電阻。

圖5 反激變換器在DCM模式開關(guān)管工作在各階段對(duì)應(yīng)的等效分析電路

在開關(guān)管開通瞬間，由于電容兩端電壓不能突變，雜散電容Cp兩端電壓開始是上負(fù)下正，產(chǎn)生放電電流，隨著開關(guān)管逐漸開通，電源電壓Vin對(duì)雜散電容Cp充電，其兩端電壓為上正下負(fù)，形成流經(jīng)開關(guān)管和Vin的電流尖峰；同時(shí)Cds電容對(duì)開關(guān)管放電，也形成電流尖峰，但是此尖峰電流不流經(jīng)Vin,只在開關(guān)管內(nèi)部形成回路；另外，如果變換器工作在CCM模式時(shí)，由于初級(jí)電感Lp兩端電壓縮小，二極管D開始承受反偏電壓關(guān)斷，引起反向恢復(fù)電流，該電流經(jīng)變壓器耦合到原邊側(cè)，也會(huì)形成流經(jīng)開關(guān)管和Vin的電流尖峰。

在開關(guān)管開通階段，二極管D截止，電容Cp兩端電壓為Vin，通過初級(jí)電感Lp的電流指數(shù)上升，近似線性上升。

在開關(guān)管關(guān)斷瞬間，初級(jí)電流id為Coss充電,當(dāng)Coss兩端的電壓超過Vin與nVo（二極管D開通時(shí)變壓器副邊線圈電壓反射回原邊線圈的電壓）之和時(shí)，二極管D在初級(jí)電感Lp續(xù)流產(chǎn)生的電壓作用下正偏開通，Lk和Coss發(fā)生諧振，產(chǎn)生高頻震蕩電壓和電流。

在開關(guān)管關(guān)斷階段，二極管D正偏開通，把之前存儲(chǔ)在Lp中的能量釋放到負(fù)載端，此時(shí)副邊線圈電壓被箝位等于輸出電壓Vo，經(jīng)匝比為n的變壓器耦合回原邊，使電容Cp電壓被充電至nVo（極性下正上負(fù)），初級(jí)電感Lp兩端的電壓被箝位至nVo。當(dāng)Lp續(xù)流放電結(jié)束后，D反偏截止，Lp和Coss、Cp發(fā)生諧振，導(dǎo)致Cp上的電壓降低。

反激開關(guān)MOSFET 源極流出的電流（Is）波形的轉(zhuǎn)折點(diǎn)的分析。

很多工程師在電源開發(fā)調(diào)試過程中，測(cè)的的波形的一些關(guān)鍵點(diǎn)不是很清楚，下面針對(duì)反激電源實(shí)測(cè)波形來分析一下。

問題一，一反激電源實(shí)測(cè)Ids電流時(shí)前端有一個(gè)尖峰（如下圖紅色圓圈里的尖峰圖），這個(gè)尖峰到底是什么原因引起的？怎么來消除或者改善？

經(jīng)分析，知道此尖峰電流是變壓器的原邊分布參數(shù)造成，所以要從原邊繞線層與層指尖間著手，可以加大間隙來減少耦合，也可以盡量設(shè)計(jì)成單層繞組。

例如變壓器盡量選用Ae值大的，使設(shè)計(jì)時(shí)繞組圈數(shù)變少減少了層數(shù)，從而使層間電容變小。也可減少線與線之間的接觸面，達(dá)到減少分布電容的目的。如三明治繞法把原邊分開對(duì)此尖峰有改善，還能減少漏感。當(dāng)然，無論怎樣不能完全避免分布電容的存在，所以這個(gè)尖峰是不能完全消除的。并且這個(gè)尖峰高產(chǎn)生的振蕩，對(duì)EMI不利，實(shí)際工作影響倒不大。但如果太高可能會(huì)引起芯片過流檢測(cè)誤觸發(fā)。

所以電源IC內(nèi)部都會(huì)加一個(gè)200nS-500nS的LEB Time，防止誤觸發(fā)，就是我們常說的消隱。

問題二，開關(guān)MOS關(guān)端時(shí)，IS電流波形上有個(gè)凹陷（如下圖紅色圈內(nèi)的電流波形的凹陷）這是怎么回事？怎么改善？

說這個(gè)原因之前先對(duì)比下mos漏極電流Id與mos源極電流Is的波形。

實(shí)測(cè)Id波形如下

從上面的這兩個(gè)圖中看出，ID比IS大一點(diǎn)是怎么回事？其實(shí)Is 是不等于Id的，Is = Id+Igs（Igs在這里是負(fù)電流，Cgs的放電電流如下圖），那兩點(diǎn)波形，就容易解釋了。

Id比Is大，是由于IS疊加了一個(gè)反向電流，所以出現(xiàn)Is下降拐點(diǎn)。顯然要改善這個(gè)電流凹陷可以換開關(guān)MOS管型號(hào)來調(diào)節(jié)。

看了上面Id的電流波形后問題又來了，mos關(guān)斷時(shí)ID的電流為何會(huì)出現(xiàn)負(fù)電流？如下圖

MOS關(guān)斷時(shí)，漏感能量流出給Coss充到高點(diǎn)，即Vds反射尖峰的頂點(diǎn)上。到最高點(diǎn)后Lk相位翻轉(zhuǎn)，Coss反向放電，這時(shí)電流流出，也就是Id負(fù)電流部份的產(chǎn)生。