隨著時間的推移，集成電路行業發展至今，已有類似如Intel這樣先進的foundry，提出邁入10 nm制程的規劃。高集成度的推行，也使芯片規模越來越大，功能越來越復雜，設計難度越來越高[1]。SOC的內部時鐘的復雜化，導致跨時鐘域的接口越來越多。針對這些異步信號的處理，國外的先驅們提出了很多建設性意見。但一般用到器件較多，考慮到成本因素，小規模IC將無法承受，并且如果輸入脈沖高電平寬度低于最快時鐘周期的話，一般無法適用。因此要想很好地解決這個問題，要處理好4個方面工作：一是如何簡化電路；二是如何適應最小輸入脈寬的問題；三是解決好亞穩態問題；四是要提高設計可靠性[2]。

1 處理跨時鐘域信號的常用方法

實際使用時，往往會出現信號在頻率不用的時鐘域傳遞的情況，對于這種情況，一般用兩種方法處理：結繩法、伴隨有效控制信號法。當信號從一個時鐘域進入另一個時鐘域的時候，往往出現亞穩態問題[4]。亞穩態是指觸發器無法在某個規定時間段內達到一個可確認的狀態。當一個觸發器進入亞穩態時，既無法預測該單元的輸出電平，也無法預測何時輸出才能穩定在某個正確的電平上。信號同步的目的是防止上一級亞穩態對下一級產生不良影響，采用信號同步的方法就要設計信號同步器。信號同步器主要有3種：電平同步器、邊沿檢測同步器、脈沖同步器[7-8]。但是這些常用方法本身存在缺點和不適應性。在解決實際問題中，需要根據具體情況，來設計具體的方案。

2 跨時鐘域同步電路接口方法組成及工作原理

整個電路包括兩個時鐘域以及一個復位電路。時鐘域1包含一個帶有異步復位端的同步觸發器。此觸發器帶有異步復位端R和同步時鐘端CK，低電平產生復位，時鐘上升沿開始鎖存數據輸入端D的狀態。輸出端有正相Q、反相/Q兩種數據輸出。時鐘域2由兩個同樣的觸發器組成，跟前面的一樣由異步復位端R和同步時鐘端CK，數據輸入端D組成。輸出端為正相Q、反相/Q兩種，復位電路由一個與門組成，接收DFF3的反向/Q輸出的數據，電路連接關系如圖1所示。

3 跨時鐘域同步電路的工作特征

在設計方案中，最大限度地保障了不漏信號。同時，時鐘域1的輸入脈沖信號寬度（高電平寬度）可以低于時鐘域1的時鐘單周期寬，電路正常工作，并且設計中脈沖寬度不再受限于時鐘域1的時鐘頻率。第三，數據鎖存器的數據輸出端Q輸出的脈沖信號寬度為時鐘域2的時鐘單周期寬，從而避免了誤觸發和多觸發。

這種方法適用于輸入信號類型為脈沖或電平，最終得到的結果為脈沖。如圖2所示。

如圖3所示,當clock1快于clock2時，圖中Data_in1表示第一個輸入脈沖，此脈沖由Data_in輸入，脈沖寬度小于clock1的四分之一，同時，脈沖寬度小于系統最快時鐘（clock1最快）的四分之一。Data_in1的上升沿到來的瞬間，Q1輸出高電平“1”；Data_in1的上升沿之后，第一個clock2的上升沿到來瞬間，Q2輸出高電平“1”；第二個clock2的上升沿到來瞬間，Data_out輸出高電平“1”，與此同時，nRST生成復位信號，復位DFF1、DFF2，使Q1、Q2輸出低；第三個clock2的上升沿到來瞬間，由于Q1、Q2早已變成低電平“0”，此時，“0”傳遞到Data_out，形成了一個clock2的周期寬度的脈沖Data_out1。

如圖4所示，若clock2快于clock1時，圖中Data_in1表示第一個輸入脈沖，此脈沖由Data_in輸入，脈沖寬度小于clock1的四分之一，同時，脈沖寬度小于系統最快時鐘（clock2最快）的四分之一。

如圖5所示,當clock2等于clock1時，圖中Data_in1表示第一個輸入脈沖，此脈沖由Data_in輸入，脈沖寬度小于clock1的四分之一，同時，脈沖寬度小于系統最快時鐘（clock2等于clock1）的四分之一。

4 仿真實驗分析

根據以上分析，通過Modelsim仿真分析得出以下時域圖像可以驗證上述特征,如圖6～圖8所示，快時鐘為10 Hz，慢時鐘為3.3 Hz，當時鐘相等時為5 Hz。從仿真圖像來看，亞穩態問題以及信號寬度受限于時鐘寬度問題可以良好的解決。

5 應用與實測

下方是基于和艦科技180 nm Pflash生產工藝設計實例。方案基于Faraday 0.18 ?滋m GII Library Standard Cell，圖中灰色部分為模擬IP。下圖中SAR_ADC的輸出接口中，有一個脈沖信號的寬度等于系統時鐘周期的一半。采用一般的手段，無法捕獲這個脈沖，采用上文所述的電路則便高效地解決了這個問題。具體實現運行代碼如下：

assign ADC_fine_rst = ADC_fine_sys || rst ;

%生成復位信號ADC_fine_rst，高有效，為使ADC_fine_sys和rst高電平產生復位，所以采用“邏輯或”運算。

always @(posedge drdy_dig or posedge ADC_fine_rst )

if (ADC_fine_rst)

ADC_fine <= 1'b0;

else

ADC_fine <= 1'b1;

%對應圖1中的DFF1，drdy_dig為原始窄脈沖信號，若直接用系統時鐘clk_system采樣，將無法鎖存。因此，此處drdy_dig接ADC_fine_reg的clk端。drdy_dig為ADC的IP電路輸出信號，同步邏輯輸出，有效壓制毛刺，避免誤觸發。

always @(posedge clk_system or posedge ADC_fine_sys )

if (ADC_fine_sys)

ADC_fine_ff <= 1'b0;

else

begin

if (rst)

ADC_fine_ff <= 1'b0;

else

ADC_fine_ff <= ADC_fine;

end

%對應圖1中的DFF2，此處rst的同步復位邏輯沒有決定性意義，可以去除。

always @(posedge clk_system or posedge rst )

if (rst)

ADC_fine_sys <= 1'b0;

else

ADC_fine_sys <= ADC_fine_ff;

%對應圖1中的DFF3，由原始drdy_dig信號，生成了ADC_fine_sys信號，從而實現跨時鐘對接。

最后生成如圖9所示的GDSII視圖。按照生成GDSII視圖制作如圖10所示測試電路板。

經過MPW shuttle以及full MASK，采用天水華天的SOP20封裝工藝，并設計板級測試系統，專項測試SAR_ADC結果如表1所示。ADC性能符合spec，排除測試環境的影響，信號捕獲成功率等于100%，接口電路方案成功。

6 結論

從整體來看，該方法結構簡單。其輸入脈沖信號寬度可以低于本身的時鐘單周期寬，使得設計中脈沖寬度不再受限于時鐘頻率；同時，時鐘域1中輸入脈沖信號寬度可以低于系統最快時鐘單周期寬，進一步提高了采集的穩定性和適應性。時鐘域2輸出脈沖信號寬度為時鐘域2的時鐘單周期寬，從而避免了誤觸發，電路經過兩級同步，這樣很好地解決了亞穩態問題。總的來講提高了采集的穩定性和適應性。

但是，這種處理方法對輸入信號也有要求：輸入毛刺寬度應小于DFF1（如圖3）的最小時鐘辨識度，否則將產生誤觸發。因此，這種方法的輸入信號一般是SOC同步電路的輸出信號，如輸入為片外信號，一般要增加前置數字濾波電路。