高頻率開關的MOSFET和IGBT柵極驅動器，可能會產生大量的耗散功率。因此，需要確認驅動器功率耗散和由此產生的結溫，確保器件在可接受的溫度范圍內工作。高壓柵極驅動集成電路（HVIC）是專為半橋開關應用設計的高邊和低邊柵極驅動集成電路，驅動高壓、高速MOSFET 而設計。《高壓柵極驅動器的功率耗散和散熱分析》白皮書從靜態功率損耗分析、動態功率損耗分析、柵極驅動損耗分析等方面進行了全面介紹。

圖 1 顯示了 HVIC 的典型內部框圖。主要功能模塊包括輸入級、欠壓鎖定保護、電平轉換器和輸出驅動級。柵極驅動器損耗包括：

當驅動器處于偏置狀態且未進行開關時，高邊和低邊電路中靜態電流相關的靜態損耗。

當施加開關信號時與動態電流相關的動態損耗，與開關頻率有關。

與負載開關電荷相關的柵極驅動損耗，直接依賴于開關頻率。

圖 1. HVIC 框圖

本文將不討論自舉二極管的損耗，因為二極管的電流包括在動態損耗中。然而，不容忽視的是啟動過程中為自舉電容充電的瞬時功率損耗。在此期間，會有大量電流流過二極管，對自舉電容快速充電，并在幾個開關周期內產生相對較高的損耗。自舉二極管必須能承受這些電流和功率損耗，當二極管啟動時，這部分損耗將增加驅動器的內部功率損耗。

靜態功率損耗分析

圖 2 顯示了與高低邊驅動器相關的半橋開關網絡簡化示意圖，以解釋靜態損耗。

圖 2. 針對靜態功率損耗的驅動器和半橋配置的簡化電路圖

靜態損耗，是由低邊驅動器中直流電壓源 VDD到地的靜態電流，以及高邊驅動器中電平轉換器的漏電流引起的，如下式所示。

其中，IQDD為無輸入開關信號時 VDD的靜態電流，VBOOT為 CBOOT 上的電壓，VDBOOT為自舉二極管上的正向壓降，VR為輸入電源的軌電壓，ILK為自舉引腳（圖 2 中 VB引腳）上的漏電流。靜態功率損耗在驅動器接通電源后即一直存在，與輸入信號的頻率無關。

然而，大部分功率損耗在驅動器打開或關閉電源時產生。因此，IQDD包含在開關模式的工作電流中，所以在這種情況下不應考慮 PQuiescent。當 ILK 小到不足以忽略或 VBOOT電平非常高（如 1200 V ）時，應考慮 PLeakage。如果驅動器數據手冊中沒有提供 ILK，則可以忽略這一損耗，它與其他損耗相比通常很小。

動態功率損耗分析

現在我們來考慮一下主要的損耗源。圖 3 顯示了解決動態損耗問題的驅動器電路圖。第一種動態損耗是指高邊驅動電平轉換（LS）中的損耗，即 PLS。

圖 3. 驅動器和半橋配置的動態和功率損耗簡化電路圖

Qinternal是電平轉換電路中使用的內部 LDMOS的總柵極電荷。制造商通常不提供Qinternal規范，因此數據手冊中找不到。根據經驗，在這種情況下， 600 V 高邊驅動器的Qinternal值約為 0.6~1.5 nC，100 - 200 V 驅動器的Qinternal值約為 0.4~1 nC。一些使用舊技術的驅動器產品可能具有相對較高的 Qinternal值，因此在高頻操作時應考慮 PLS，但在最新技術的驅動器中，該值越來越低，如果沒有提供 Qinternal的值，則可以忽略該損耗。

第二項動態損耗，與 VDD和 VBOOT電源供電的輸出級工作電流有關。當輸出級驅動外部功率器件時，動態損耗（POP）由下面公式給出。

IDD是 VDD上的工作電流，IBS是高邊驅動器引腳 VB 上的工作電流。這種功率損耗來自動態工作條件下的內部電流消耗。內部電流 IDD和 IBS，應在實際工作條件下參照數據手冊參數，并考慮開關頻率后確定。

如果數據手冊沒有提供 IDD和 IBS隨開關頻率變化的曲線，建議采用以下方法計算給定工作條件下的 IDD和 IBS。

如果在無負載時，IDD（或 IBS）工作在 20kHz（FSW_DS），那么在 100kHz（FSW）時的 IDD（或 IBS）大約是 20kHz 時的 5 倍，因為它與開關頻率成正比。

為了更準確地計算，在乘以5之前，從IDD或IBS中減去靜態電流。

例如，數據手冊中20kHz時的工作電流（IPDD）為0.5mA，靜態電流（IQDD）為0.05mA，100kHz時的IDD按以下公式計算。

FSW為目標頻率，FSW_DS為數據手冊中的指定頻率。

如果數據手冊中指定了IDD（或IBS）的負載條件，例如1 nF電容，則可以通過下式消除1 nF電容的電流影響。

需要注意的是，這個公式只是一個大致的估計，實際情況可能會因為電路的具體參數和工作條件而有所不同。在實際應用中，最好進行實際測量或使用仿真工具，來確定準確的電流值。

CLOAD是數據手冊中規定的負載電容

圖 4. 柵極驅動功率損耗的驅動器和半橋配置簡化電路圖

柵極驅動損耗分析

驅動器中的柵極驅動損耗是在開關頻率下提供柵極電流以開關負載 MOSFET 所產生的最大功率損耗。柵極驅動損耗來自負載電容的充電和放電（對于 MOSFET，負載電容是 MOSFET 的輸入電容），用下式表示。

其中，Qg 是外部 MOSFET 的柵極總電荷，fsw 表示開關頻率。在軟開關拓撲中，Qg 等于 FET 或 IGBT 的柵源電荷 (Qgs)。因此，高、低邊驅動器的總柵極驅動損耗是 Pcharging 的 4 倍。

由于主要的功率損耗是柵極驅動損耗，因此計算驅動器損耗的最簡單快捷的方法是將柵極驅動損耗（Pgate_drving）和 VDD上的動態損耗相加。這些損耗在中等電壓級別的高低邊驅動器產品中占 90% 以上。

熱分析

一旦計算出驅動器內部消耗的功率，我們就可以估算驅動器的結溫。這可以根據熱阻或類似熱設計（散熱和氣流）的特性進行評估。熱方程如下：

其中

TJ= 驅動器芯片的結溫

Rjx= 溫度上升與總功率耗散相關的熱阻 (θ) 或特性參數 (Ψ)

Tx= 數據手冊熱特性表中定義的 x 點溫度。

熱信息如圖5和表1所示。封裝的熱特性是幾何形狀、邊界條件、測試條件等多個參數的函數。這就需要數值分析工具或建模技術，而這些工具或技術通常操作繁瑣。根據數據手冊中的熱信息來精確估算結溫是非常困難的。

因此，回顧一下熱信息的定義很有必要。

θja是結對空氣熱阻。測量芯片結和空氣之間的熱流。主要適用于沒有任何外部散熱器的封裝。

θjc是結到外殼熱阻，測量芯片結和封裝表面之間的熱流。主要適用于使用某些外部散熱器的封裝。

Ψjt是結點到封裝頂部熱特性參數，提供了芯片溫度和封裝頂部溫度之間的相關性。可用于在應用中估計芯片溫度

Ψjb是結點到電路板熱特性參數，提供了芯片溫度和電路板溫度之間的相關性。可用于估算應用中的芯片溫度。

圖 5. 封裝的熱阻和特性參數。

表 1. 熱阻和特性參數的定義。

一般來說，半導體數據手冊中提供的熱信息并不能涵蓋所有應用場景。在以下示例中，我們僅使用 θja 計算 Tj。

降低 Tj 的建議

如果 Tj 太接近建議的工作溫度，可以考慮以下幾種情況。

1. 增加外部柵極電阻以分散功率損耗：如果在驅動器和 MOSFET 之間不插入外部柵極電阻，功率將完全耗散在驅動器封裝內部。使用外部柵極電阻可以在驅動器內部柵極電阻和插入的外部電阻之間分擔功率損耗。分擔比例由兩個電阻之間的比率決定。外部柵極電阻越大，驅動器內部的功率損耗就越小。

2. 降低開關頻率。開關頻率對功率損耗的影響最大，因此只要應用允許，就可以降低開關頻率。

3. 使用散熱器。擴大 PCB 面積，在驅動器周圍增加覆銅。

4. 盡可能降低電源電壓 VDD。最新一代的驅動器和 MOSFET 均提供此選項。

降低開關頻率或電源電壓并不總是可行的，而且擴大印刷電路板或增加散熱手段往往受到限制。大多數情況下，人們會出于各種原因使用外部柵極電阻，例如限制寄生或高 dV/dt 引起的振鈴，調整柵極驅動強度以減少 EMI。這也會對功率損耗分布產生影響。添加外部柵極電阻后，柵極驅動功率損耗的計算如下：

其中，RON和 ROFF是內部上拉和下拉電阻，Rgon和Rgoff是外部柵極電阻。簡單來說，如果RON=ROFF=Rg，與沒有外部柵極電阻相比，Psw將是總功率耗散的一半。

圖 6. 內部上拉和下拉電阻。

以 NCV51511 為例，根據 Vdd/峰值上拉（或下拉）電流計算，RON為 2 Ω，ROFF為 1 Ω。如果在輸出引腳和 MOSFET 柵極之間插入 1 Ω，則柵極驅動損耗將降至 83%。

該白皮書還介紹了電平轉換電路中的功率損耗、進行 NCV51511 的功率損耗計算和熱估算、在 FAN73912 上的應用等，歡迎掃碼下載完整版白皮書。