本文作者：Neo Chen，安森美應(yīng)用工程經(jīng)理

隨著開關(guān)電源的廣泛應(yīng)用，開關(guān)電源的整流和濾波過程會產(chǎn)生大量的高次諧波，導(dǎo)致電流波形嚴(yán)重畸變，進(jìn)而引起電磁干擾（EMI）和電磁兼容（EMC）問題。因此，功率因素校正(PFC)技術(shù)應(yīng)運而生。

PFC技術(shù)旨在校正電流波形，使其與電壓波形保持同相，從而提高功率因子和減少諧波干擾。另一方面，電源供應(yīng)器通常需要通過CISPR32或是EN55032的標(biāo)準(zhǔn)。這些標(biāo)準(zhǔn)的主要目的是確保信息技術(shù)設(shè)備在運行過程中不會對其他設(shè)備造成有害干擾，同時也能抵抗外界的電磁干擾。CISPR32/EN55032測試項目分成兩類，傳導(dǎo)干擾以及輻射干擾。

此外，根據(jù)產(chǎn)品使用環(huán)境的類型將標(biāo)準(zhǔn)分為兩類，主要用于住宅環(huán)境的任何設(shè)備都必須符合B類限制；所有其他設(shè)備必須符合A類限制。圖1為傳導(dǎo)干擾限值曲線。

圖1.CISPR32/EB55032傳導(dǎo)干擾限值曲線

早期PFC技術(shù)主要使用橋式整流器加上升壓型PFC轉(zhuǎn)換器(BoostPFCConverter)。由于橋式整流器的存在，在轉(zhuǎn)換器工作時始終有兩個二極管同時導(dǎo)通。在高功率應(yīng)用中，這個固定損耗由于電流提升而增加，影響了效率的近一步提升。

現(xiàn)今電源供應(yīng)器市場為因應(yīng)全球減碳活動，已經(jīng)將效能目標(biāo)設(shè)定為更高效率、減少損失、節(jié)省能源、降低成本、提高系統(tǒng)容量為主。圖騰柱PFC由于其結(jié)構(gòu)簡單且元器件數(shù)量少，可以在較小的體積內(nèi)提供更高的功率密度。同時，寬能隙半導(dǎo)體材料如氮化鎵（GaN）和碳化硅（SiC）開始導(dǎo)入設(shè)計，這些材料具有更低的導(dǎo)通電阻和更快的開關(guān)速度，進(jìn)一步提高了效率和功率密度。因此，圖騰柱PFC被廣泛應(yīng)用于各種高效能和高功率密度的電源系統(tǒng)中，如服務(wù)器電源、5G通信電源、電動車充電器以及工業(yè)電源。

圖騰柱PFC由兩個半橋開關(guān)構(gòu)成，其中一個半橋作為整流橋，負(fù)責(zé)電容負(fù)端至輸入端地回流路徑，使用普通低RDS(ON)的MOSFET即可。另一組半橋負(fù)責(zé)Boostconverter 的充放電切換，可以由SiC/GaNFET 等反向恢復(fù)時間短的功率晶體組成。

如圖2所示，電路的工作原理主要分為正半周和負(fù)半周兩個部分。正半周（VAC>0）：當(dāng)Q1導(dǎo)通時，電感電流上升，電感進(jìn)行儲能。接著Q1斷開，電感開始釋放能量，電感電流下降。此時，Q2的體二極管在死區(qū)時間內(nèi)順向?qū)ǎ又琎2導(dǎo)通，減少體二極管造成的功率損耗。正半周時，SD2為常開狀態(tài)，SD1為常閉狀態(tài)。負(fù)半周（VAC<0）：當(dāng)Q2導(dǎo)通時，電感電流上升，電感進(jìn)行儲能。接著Q2斷開，電感開始釋放能量，電感電流下降。此時，Q1的體二極管在死區(qū)時間內(nèi)順向?qū)ǎ又琎1導(dǎo)通，減少體二極管造成的功率損耗。正半周時，SD1為常開狀態(tài)，SD2為常閉狀態(tài)。

圖2.圖騰柱PFC工作原理

然而，圖騰柱PFC在提高效率和功率密度的同時，也面臨著電磁干擾（EMI）問題。其中，共模噪聲是該拓樸的主要干擾源。通常是由功率組件的高速切換產(chǎn)生的高頻噪聲，這種噪聲可以透過寄生電容耦合到框架接地(frameground,FG)，從而產(chǎn)生共模噪聲。

如圖3所示，Q1的高頻開通和關(guān)斷動作產(chǎn)生高壓變化dv/dt，成為噪聲源。噪聲電流流經(jīng)寄生電容Cp，然后流過LISN。為了降低噪聲電流流過LISN，可在FG與PFC輸出電容的接地端(GND)加入電容器Cfg，該電容可視為Y電容器，為開關(guān)噪聲提供低阻抗。

圖3.高頻開關(guān)切換造成的噪聲源及其傳導(dǎo)路徑

另一方面，如文獻(xiàn)所述[1]，在圖騰柱PFC電路中，一個典型的控制問題是AC電壓過零點切換。當(dāng)AC電壓處在正半周期時，且接近AC過零點時，Q1為主開關(guān)，由于輸入電壓很小，所以其占空比會達(dá)到接近100%（Q2占空比接近0），而SD1在此半周期一直導(dǎo)通。

當(dāng)AC電壓過渡到負(fù)半周期時，Q2為主開關(guān)，由于輸入電壓很小，所以其占空比接近為100%（Q1占空比接近0），此階段SD2會由關(guān)斷變?yōu)閷?dǎo)通，則當(dāng)Q2一導(dǎo)通時，SD1的寄生輸出電容Coss會很快放電，除了產(chǎn)生反向電感電流尖峰，由于劇烈的高壓變化dv/dt而產(chǎn)生了共模噪聲。圖4(a)展示了過零點的共模噪聲的傳導(dǎo)路徑。SD1兩端電壓作為噪聲源，是一個方波且幅度為輸出電壓同時與AC輸入電壓頻率相同。

圖4.零交越點產(chǎn)生的噪聲源及其傳導(dǎo)路徑

為了解決傳統(tǒng)MOSFET開關(guān)的反向恢復(fù)性能較慢，通常在圖騰柱PFC的設(shè)計上，會選用寬能隙功率晶體。安森美（onsemi）在寬能隙功率晶體(iGaN)上，將多種電力電子器件整合到一個氮化鎵芯片上，以實現(xiàn)集成650V氮化鎵FET和氮化鎵驅(qū)動器于單芯片中。

集成化的關(guān)鍵是能減小延遲和消除寄生電感，大幅降低與開關(guān)頻率相關(guān)的損耗。如前所述，為了降低圖騰柱PFC的共模噪聲，首先可以針對高頻切換的所產(chǎn)生的噪聲做調(diào)整。安森美的iGaN可以針對導(dǎo)通時的dv/dt斜率做調(diào)整。圖6(a)為NCP58922周邊線路，透過調(diào)整串聯(lián)于VDR的Ron電阻，可以改變NCP58922導(dǎo)通時的dv/dt斜率，同時降低共模噪聲。

圖5. iGaN可透過Ron來調(diào)整導(dǎo)通時dv/dt的斜率

另一方面，為了改善零交越點所產(chǎn)生的共模噪聲，在慢速臂的晶體并聯(lián)電容器C3和C4（如圖7），可以降低電壓變化dv/dt從而抑制共模噪聲[2]。添加電容器后過零點附近的噪聲源，不僅通過電容Cfg，也通過電容C3、4。由于Cfg的容值遠(yuǎn)低于C3,C4，因此流經(jīng)Cfg的噪聲電流較小。

圖6.在慢速臂的晶體并聯(lián)電容器C3和C4

除此之外，另一種降低慢速臂在AC零交越點時dv/dt斜率，是透過緩啟動的方式，慢慢增加快速臂的占空比。圖8為安森美的圖騰柱PFC控制器(NCP1680,NCP1681)針對零交越點的控制機制(openlooppulses)[3]。當(dāng)AC通過零交越點后，從較小的占空比開始轉(zhuǎn)換SD1上Vds跨壓。接著，逐漸增加占空比的時間，使Vds從400V降至0V，同時完成慢速臂的換相控制。NCP1680以及NCP1681提供設(shè)計者4種openloop pulses的選擇，可根據(jù)慢速臂的輸出電容(Coss)參數(shù)或是PFC電感量來選擇適合的openloop pulses。

圖7.NCP1680/1的零交越點的控制機制(openloop pulses)

安森美提供了一個500W高效率和高功率密的適配器方案(EVBUM2875)。如圖8所示，該方案使用圖騰柱PFC控制器(NCP1681)和LLC控制器(NCP13994)完成游戲筆記本電腦適配器方案，同時搭配iGaN(NCP58921)將適配器的整體尺寸縮小到183mm*93mm*30mm，功率密度提升至16W/inch^3。

圖8.500W游戲適配器方案

此外，該方案使用前面所提供EMI的對策，(1)在FG到PFCbulk 接地端之間加入Y電容(Cfg),(2) 調(diào)整iGaN的導(dǎo)通電阻(3) 并聯(lián)電容于慢速臂(C3,C4), (4) 選擇合適的openloop pulses來降低零交越點的電壓斜率。圖9為ConductedEMI的測試結(jié)果，可滿足CLASSB的規(guī)格。

圖9. Conducted EMI測試結(jié)果