在使用模數轉換器(ADC)進行設計時，人們很容易錯誤地認為，縮小輸入信號以滿足ADC的滿量程范圍，會造成信噪比(SNR)的明顯降低。

需要處理寬電壓擺幅的系統設計人員對此更是尤為關注。此外，與較高電壓供電的ADC相比，低壓供電(5V或更低)的ADC更是種類繁多。

較高電壓供電通常會導致更大的功耗和更復雜的電路板布局(例如，需要更多的去耦電容)。

本文將討論影響SNR損失(由信號縮放引入)的主要因素，如何對其進行定量分析，以及更重要的是：如何把這種影響降至最低。

傳感器或系統產生的許多信號都是雙極性高壓信號(如廣泛使用的±10V信號)。不過，有很多簡單的方法可以使這種信號通過ADC；也可以采用各種集成高壓ADC解決方案：可處理這種滿量程的大輸入信號，而又不犧牲SNR。這些解決方案需要極高的供電電壓來滿足輸入范圍的要求，并且其功耗也相當大(圖1)。這些高壓ADC還縮小了信號調理(運放)解決方案的選擇范圍。如果信號需要與高壓和低壓輸入組合多路復用，系統成本會大幅提升(圖2)。

還可以使用輸入放大器對信號進行縮放，使其與低壓ADC的滿量程輸入范圍相符合。這種信號調理電路可以連接到一個多路復用輸入，從而使所有的信號都能與ADC的范圍相符合(圖3)。

當使用放大器進行信號電壓縮放時，噪聲以放大器輸入為參考。此時，有兩個主要的噪聲源：放大器本身的輸入參考噪聲，以及ADC的縮小輸入參考噪聲。這兩個噪聲源按照二次項的方式組合。此外，放大器的噪聲還會通過ADC的輸入帶寬以及放大器與ADC輸入之間的抗混疊濾波器進行濾波，參見圖4.

圖4:縮放放大器引入噪聲，但噪聲由RC電路和ADC的輸入網絡濾波。

系統SNR(放大器輸入端)的計算公式為：

式中： VnADC為ADC的輸入RMS噪聲;VnOPA為放大器的輸入參考噪聲(輸入參考的X倍)=單極點-3dB頻率。

給定ADC的滿量程范圍、ADC的輸入參考噪聲和放大器的比例因子后，有兩個變量會影響到SNR損失降低的目標：濾波器的截止頻率和放大器的輸入參考噪聲。

如果信號源具有低頻分量，可以設計濾波器，使放大器能夠容許較大的輸入噪聲(較高的輸入噪聲通常與較低的功耗和成本有關)。如果ADC限制了系統的帶寬，放大器需要具有足夠低的輸入參考噪聲，以便把SNR損失控制在可接受的范圍內。

舉例來說，給定一個±10V輸入信號和一個SNR為92dB的5VP-P滿量程范圍ADC,則比例因子(輸入與滿量程范圍之比)為4.數據表中的ADC輸入參考噪聲為44.4nV RMS .假設濾波器的截止頻率為10kHz,放大器的輸入參考噪聲為10nV/ (Hz) 1/2,則SNR的損失為：SNR(loss)=0.035dB.

如果沒有濾波器，并假定ADC帶寬為10MHz,為了達到相同的SNR損失，所需的輸入參考噪聲則變為0.3nV/(Hz) 1/2,這一要求非常嚴格。

對于10MHz相同帶寬的ADC,如果允許SNR(loss)=0.5dB,則對放大器的噪聲要求為4nV/(Hz) 1/2,相對來說較容易實現。

因此，如果給定了系統帶寬和可容許的SNR損失，增加比例放大器以使高壓信號轉換到滿量程范圍的低壓ADC,將是完全可行的解決方案。當把多路不同擺幅的信號饋送到一個多路復用的低壓ADC時，這種解決方案能夠實現高性價比的系統。