如何使用集靈活性和高集成度于一身的全能ADC—— μModule數據采集系統ADAQ798x系列呢？ADI工程師為此撰寫了6篇博客，目的是幫助系統您充分利用ADAQ798x系列的靈活前端，并說明它可以如何配置以適應不同應用。

之前我們分享了該系列博客前兩篇，主要介紹了兩個問題

• 如何與小于ADC輸入范圍的單極性輸入源接口？

• 為何要配置ADC驅動器？

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今天，我們來看看該系列博客的第三篇和第四篇——同相求和配置以及支持衰減的同相求和配置。

同相求和配置

雙極性信號在低電壓(0 V)上下擺動。由于 ADAQ798x 集成 ADC 只能轉換0 V 到 V_REF的信號，所以針對該 ADC，需要將雙極性信號加以直流偏置和適當調整。為了完成這一任務，以下配置給標準同相配置增加了兩個電阻（R₁和R₂）。

此配置將輸入信號與一個單獨的直流電壓求和，以將ADC驅動器輸出偏置到ADC中間電平輸入(V_REF/2)，從而實現雙極性到單極性的轉換。基準電壓(V_REF)用作直流電壓常常是可行的，這樣就無需其他電路（反正ADAQ798x總是伴隨一個基準電壓源！）。它還能防止V_REF偏差給系統增加失調誤差，因為ADC驅動器的直流偏置總是V_REF的一半。鑒于這些原因，我們將專門討論這種將V_REF用作直流“變換”電壓的配置。

此配置的傳遞函數如下：

與普通同相配置類似，R_f和R_g之比決定從IN+到AMP_OUT的增益，但此比值現在也依賴于v_IN的輸入幅度。注意v_IN為雙極性，但同相節點上的電壓為單極性。這意味著，對應于v_IN的最小值，IN+上的電壓必須為0 V：

由此關系可得出R₁和R₂之比：

R_f和R_g可利用該配置的傳遞函數以及v_IN為0 V時ADC驅動器輸出(v_{AMP_OUT})等于V_REF/2的條件來確定。求解R_f和R_g的方程可得：

現在有了R₁和R₂之比及R_f和R_g之比，但我們還需要挑選特定的值。我們已在該系列博客《增加單極性輸入的增益》中討論了R_f和R_g值的選擇。R₁和R₂的選擇應基于應用的噪聲、精度和輸入阻抗要求確定。小電阻會改善噪聲，可降低其與ADC驅動器輸入偏置電流相互作用所引起的失調誤差，但若要提高輸入阻抗并降低基準源的輸出電流，則需要大電阻。此電路的輸入阻抗為：

注意，對于v_IN幅度為±V_REF的特殊情況，R_f和R_g之比為0。這種情況下，ADC驅動器增益為1，意味著省去R_g，R_f可以為0 Ω。

ADAQ7980需要對±1 V輸入信號執行雙極性到單極性轉換，V_REF= 5 V，使用R_f= 2 kΩ。利用上述公式，R₂須為R₁的5倍，R_f須為R_g的2倍。R_f為2 kΩ，所以R_g須為1 kΩ。R₁和R₂的具體值可根據應用要求選擇。對于本例，我們希望選擇R₁和R₂的組合來抵消輸入偏置電流對失調誤差的影響。技術文章《運算放大器輸入偏置電流》中已經闡明，為實現此目的，R₁||R₂應等于R_f||R_g，故R₁= 800 Ω，R₂= 4 kΩ。

我們再考慮一個例子：v_IN= ±10 V，V_REF= 5 V。這種情況下，我們會遇到R_f和R_g之比為負數的問題，所以利用這種配置實際上不能實現該輸入范圍。事實上，適合此配置的最大v_IN為±V_REF，此時ADC驅動器增益等于1。幸運的是，我們會在本系列接下來的文章中討論其他兩種允許我們超出此輸入范圍的配置。

若將R₂接地而不是接V_REF，則以上配置也可用于單極性信號。這一修改對需要衰減以用于ADC的單極性輸入信號（幅度大于V_REF）有用。這種情況下，ADC驅動器極有可能是單位增益，故不需要R_f和R_g。

如上所述，如果應用要求高輸入阻抗，則R₁和R₂必須很大，這可能會提高系統的本底噪聲。我們可以通過增加分流電容和/或通過過采樣和抽取來補償噪聲增加。兩種方案均通過損失輸入信號帶寬來降低本底噪聲。但是，對于低帶寬或直流應用，輸入帶寬不那么重要。因此，這些配置更適合低帶寬、高輸入阻抗應用。我們將在下一篇文章中更詳細討論這個話題。

然而，有一個問題未涉及，那就是ADC驅動器流過電阻的輸入偏置電流所引起的失調誤差。電阻越大，引起的直流誤差越大。通過調整R₁和R₂之比以補償不需要的壓降，或通過選擇R_f和R_g的值來抵消R₁和R₂引起的失調，可以降低此誤差，不過輸入范圍會有損失。但應注意，R_f必須足夠小以確保放大器穩定，故第二種方案并不總是可行。

支持衰減的同相求和配置

針對大于±V_REF的信號，可采用以下配置來執行帶衰減的雙極性到單極性轉換。

此配置與上文的【同相求和配置】討論的配置相似，區別在于不再需要R_f和R_g，但增加了R₃以提供額外的信號衰減。此配置的傳遞函數如下：

這次求得R₁、R₂和R₃之比的數學計算較為復雜，但我們可以使用同之前配置相似的方法。求出電阻之比后，便可根據應用需求選擇具體的值。為了簡潔起見，這里不敘述推導的每一步，但我們會看到，對于v_IN的最小值和最大值，傳遞函數的簡化使我們能得出電阻比。

R₁和R₂之比是利用該配置的傳遞函數并代入v_IN最小值（使得v_{AMP_OUT}等于0 V）而得出：

R₃不出現在公式中，求解R₁和R₂得到：

R₁和R₃之比是代入v_IN最大值（使得v_{AMP_OUT}等于V_REF）而得出：

這一次，R₂不出現，求解R₁和R₃得到：

此時，我們可以選擇其中任一電阻的值（考慮V_REF和v_IN范圍），然后計算另兩個電阻的值。像以前一樣，主要權衡因素是輸入阻抗與系統噪聲和失調誤差。此電路的輸入阻抗(Z_IN)為：

再次考慮該上文【同相求和配置】部分的例子，其中v_IN= ±10 V，V_REF= 5 V，用1 MΩ的輸入阻抗設計該配置。對于v_IN和V_REF的這種組合，R₁須為R₂的2倍，且等于R₃。將R₂和R₃與R₁的比值用于輸入阻抗公式，得到R₁= 750 kΩ。因此，R₂和R₃分別為375 kΩ和750 kΩ。

正如上文【同相求和配置】所述，需要權衡輸入阻抗與系統噪聲性能。實現高輸入阻抗需要大電阻，而后者會產生更多熱噪聲，并與ADC驅動器的輸入電流噪聲相互作用，產生更多輸入電壓噪聲。二者均會提高ADC輸入端的有效均方根電壓噪聲，導致性能大幅降低。在上例中，系統總噪聲約為334 μV rms（使用5 V基準源時，動態范圍降低整整15.5 dB，從92 dB降至74.5 dB）！

但還有希望！如果限制輸入帶寬，這種配置實際上可以實現接近最優的性能。例如，若將上例中的輸入帶寬限制為20 kHz，則全系統噪聲幾乎降低10倍，達到48 μV rms（對于V_REF= 5 V，動態范圍為91.4 dB）！我們可以通過增加分流電容C_S來限制輸入帶寬(BW_in)，如下圖所示。注意，對于這些噪聲計算，我們可以將R₁、R₂和R₃看作單個電阻R_S，其中R_S為R₁、R₂和R₃的并聯組合。

技術指南《單極點系統的運算放大器總輸出噪聲計算》說明了如何計算R_S產生的噪聲（包括熱噪聲及其與ADC驅動器輸入電流的相互作用）。ADAQ798x 的主要區別在于噪聲帶寬是由集成RC濾波器設置，而不是指南中的放大器帶寬。R_S給ADC輸入端增加的有效值噪聲為：

（e_n為R_S的約翰遜噪聲，G為ADC驅動器增益。）

C_S通過降低ADC驅動器的輸入帶寬來減小到達ADC的噪聲。如果R_S和C_S的截止頻率遠小于集成RC濾波器的截止頻率(4.42 MHz)，則R_S的噪聲貢獻可以利用R_S和C_S計算，代替上式中的R和C。

系統總噪聲為ADAQ798x中各噪聲源的和方根，包括R_S的噪聲、ADC驅動器的輸入電壓噪聲和ADC的有效值噪聲。下圖顯示了多個R_S值對應的系統噪聲與輸入帶寬的關系。

注意隨著輸入帶寬降低，全系統噪聲趨向于ADAQ798x的總有效值噪聲(44.4 μV rms)。這意味著降低帶寬所獲得的減噪收益會在某一頻率遞減，該頻率取決于R_S有效值。

本部分討論了一種允許 ADAQ798x 接受大于±V_REF的雙極性輸入的ADC驅動器配置，并說明了如何基于電阻值（以及可選的分流電容C_S）計算輸入阻抗和系統噪聲。

雖然已證明增加C_S可降低噪聲，但它也會限制可用輸入帶寬。因此，將此配置用于寬帶寬應用時，要實現高輸入阻抗常常是不切實際的。此配置僅推薦用于需要高輸入阻抗的低帶寬應用。