摘要：
摘要：本應用筆記提供關于射頻(RF)印刷電路板(PCB)設計和布局的指導及建議，包括關于混合信號應用的一些討論。資料提供“最佳實踐”指南，應結合所有其它設計和制造指南加以應用，這些指南可能適用于特定的元件、PCB制造商以及材料。

目錄

引言
射頻傳輸線
-微帶線
-帶狀線
-共面波導(接地)
-特征阻抗
-傳輸線彎角補償
-傳輸線換層
信號線隔離
接地區域
偏壓和接地層的特殊考慮事項
電源(偏壓)走線和電源去耦
去耦和旁路電容的選擇
旁路電容布局考慮事項
短路器連接元件的接地
IC接地區域(“焊盤”)

引言

本應用筆記提供關于射頻(RF)印刷電路板(PCB)設計和布局的指導及建議，包括關于混合信號應用的一些討論，例如相同PCB上的數字、模擬和射頻元件。內容按主題進行組織，提供“最佳實踐”指南，應結合所有其它設計和制造指南加以應用，這些指南可能適用于特定的元件、PCB制造商以及材料。

射頻傳輸線

許多Maxim射頻元件要求阻抗受控的傳輸線，將射頻功率傳輸至PCB上的IC引腳(或從其傳輸功率)。這些傳輸線可在外層(頂層或底層)實現或埋在內層。關于這些傳輸線的指南包括討論微帶線、帶狀線、共面波導(地)以及特征阻抗。也介紹傳輸線彎角補償，以及傳輸線的換層。

微帶線
這種類型的傳輸線包括固定寬度金屬走線(導體)以及(相鄰層)正下方的接地區域。例如，第1層(頂部金屬)上的走線要求在第2層上有實心接地區域(圖1)。走線的寬度、電介質層的厚度以及電介質的類型決定特征阻抗(通常為50Ω或75Ω)。

圖1. 微帶線示例(立體圖)

帶狀線
這種線包括內層固定寬度的走線，和上方和下方的接地區域。導體可位于接地區域中間(圖2)或具有一定偏移(圖3)。這種方法適合內層的射頻走線。

圖2. 帶狀線(端視圖)。

圖3. 偏移帶狀線。帶狀線的一種變體，適用于層厚度不相同的PCB(端視圖)。

共面波導(接地)
共面波導提供鄰近射頻線之間以及其它信號線之間較好的隔離(端視圖)。這種介質包括中間導體以及兩側和下方的接地區域(圖4)。

圖4. 共面波導提供鄰近射頻線以及其它信號線之間較好的隔離。

建議在共面波導的兩側安裝過孔“柵欄”，如圖5所示。該頂視圖提供了在中間導體每側的頂部金屬接地區域安裝一排接地過孔的示例。頂層上引起的回路電流被短路至下方的接地層。

圖5. 建議在共面波導的兩側安裝過孔柵欄。

特征阻抗有多種計算工具可用于正確設置信號導體線寬，以實現目標阻抗。然而，在輸入電路板層的介電常數時應小心。典型PCB外基板層包含的玻璃纖維成分小于內層，所以介電常數較低。例如，FR4材質介電常數一般為εR = 4.2，而外基板(半固化板)層一般為εR = 3.8。下邊的例子僅供參考，其中金屬厚度為1oz銅(1.4 mils、0.036mm)。

表1. 特征阻抗示例

傳輸線彎角補償
由于布線約束而要求傳輸線彎曲時(改變方向)，使用的彎曲半徑應至少為中間導體寬度的3倍。也就是說：

這將彎角的特征阻抗變化降至最小。

如果不可能實現逐漸彎曲，可將傳輸線進行直角彎曲(非曲線)，見圖6。然而，必須對此進行補償，以減小通過彎曲點時本地有效線寬增大引起的阻抗突變。標準補償方法為角斜接，如下圖所示。最佳的微帶直角斜接由杜維爾和詹姆斯(Douville and James)公式給出：

式中，M為斜接與非斜接彎角之比(%)。該公式與介電常數無關，受約束條件為w/h ≥ 0.25。

其它傳輸線可采用類似的方法。如果對正確補償方法存在任何不確定性，并且設計要求高性能傳輸線，則應利用電磁仿真器對彎角建模。

圖6. 如果不可能實現逐漸彎曲，可將傳輸線進行直角彎曲。

傳輸線的換層
如果布局約束要求將傳輸線換至不同的電路板層，建議每條傳輸線至少使用兩個過孔，將過孔電感負載降至最小。一對過孔將傳輸電感有效減小50%，應該使用與傳輸線寬相當的最大直徑過孔。例如，對于15-mil微帶線，過孔直徑(拋光鍍層直徑)應為15 mil至18 mil。如果空間不允許使用大過孔，則應使用三個直徑較小的過渡過孔。

信號線隔離

必須小心防止信號線之間的意外耦合。以下是潛在耦合及預防措施的示例：

射頻傳輸線：傳輸線之間的距離應該盡量大，不應該在長距離范圍內彼此接近。彼此間隔越小、平行走線距離越長，平行微帶線之間的耦合越大。不同層上的走線應該有接地區域將其保持分開。承載高功率的傳輸線應盡量遠離其它傳輸線。接地的共面波導提供優異的線間隔離。小PCB上射頻線之間的隔離優于大約-45dB是不現實的。

高速數字信號線：這些信號線應獨立布置在與射頻信號線不同的電路板層上，以防止耦合。數字噪聲(來自于時鐘、PLL等)會耦合到RF信號線，進而調制到射頻載波。或者，有些情況下，數字噪聲會被上變頻/下變頻。

VCC/電源線：這些線應布置在專用層上。應該在主VCC分配節點以及VCC分支安裝適當的去耦/旁路電容。必須根據射頻IC的總體頻率響應以及時鐘和PLL引起的數字噪聲的預期頻率分布選擇旁路電容。這些走線也應與射頻線保持隔離，后者將發射較大的射頻功率。

接地區域

如果第1層用于射頻元件和傳輸線，建議在第2層使用實心(連續)接地區域。對于帶狀線和偏移帶狀線，中間導體上、下要求接地區域。這些區域不得共用也不得分配給信號或電源網絡，而必須全部分配給地。有時候受設計條件限制，某一層上有局部接地區域，則必須位于全部射頻元件和傳輸線下方。接地區域不得在傳輸線下方斷開。

應在PCB的RF部分的不同層之間布置大量的接地過孔。這有助于防止接地電流回路造成寄生接地電感增大。過孔也有助于防止PCB上射頻信號線與其它信號線的交叉耦合。

電源層和接地層的特殊考慮事項

對于分配給系統電源(直流電源)和接地的電路板層，必須考慮元件的回路電流。總的原則是避免將信號線布置在電源層和接地層之間的電路板層上。

圖7. 不正確的電路板層分配：電源層和接地層上的接地電流回路之間有信號層。偏壓線噪聲會耦合到信號層。

圖8. 較好的電路板層分配：電源層和接地層之間沒有信號層。

電源(偏壓)走線和電源去耦

如果元件有多個電源連接，常見做法是采用“星”型配置的電源布線(圖9)。在星型配置的“根”節點安裝較大的去耦電容(幾十μF)，在每個分支上安裝較小的電容。這些小電容的值取決于射頻IC的工作頻率及其具體功能(即級間與主電源去耦)。下圖所示為一個示例。

圖9. 如果元件有多個電源連接，電源布線可采用星型配置。

相對于連接至相同電源網絡的所有引腳串聯的配置，“星”型配置避免了長接地回路。長接地回路將引起寄生電感，會造成意外的反饋環路。電源去耦的關鍵考慮事項是必須將直流電源連接在電氣上定義為交流地。

去耦和旁路電容的選擇

由于存在自諧頻率(SRF)，現實中電容的有效頻率范圍是有限的。可以從制造商處獲得SRF，但有時候必須通過直接測量進行特征分析。SRF以上時，電容呈現感性，因此不具備去耦或旁路功能。如果需要寬帶去耦，標準做法是使用多個(電容值)增大的電容，全部并聯。小電容的SRF一般較大(例如，0.2pF、0402 SMT封裝電容的SRF = 14GHz)，大電容的SRF一般較小(例如，相同封裝2pF電容的SRF = 4GHz)。表2所列為典型配置。

表2. 電容的有效頻率范圍

旁路電容布局考慮事項

由于電源線必須為交流地，最大程度減小交流地回路的寄生電感非常重要。元件布局或擺放方向可能會引起寄生電感，例如去耦電容的地方向。旁路電容有兩種擺放方法，分別如圖10和圖11所示：

圖10. 該配置下，旁路電容和相關過孔的總占位面積最小。

這種配置下，將頂層上的VCC焊盤連接至內層電源區域(層)的過孔可能妨礙交流地電流回路，強制形成較長的回路，造成寄生電感較高。流入VCC引腳的任何交流電流都通過旁路電容，到達其接地側，然后返回至內接地層。這種配置下，旁路電容和相關過孔的總占位面積最小。

圖11. 該配置要求較大的PCB面積。

另外一種配置下，交流地回路不受電源區域過孔的限制。一般而言，這種配置要求的PCB面積稍大。

短路器連接元件的接地

對于短路器連接(接地)的元件(例如電源去耦電容)，推薦做法是每個元件使用至少兩個接地過孔(圖12)，這可降低過孔寄生電感的影響。短路連接元件組可使用過孔接地“孤島”。

圖12. 每個元件使用至少兩個接地過孔可降低過孔寄生電感的影響。

IC接地區域(“焊盤”)

大多數IC要求在元件正下方的元件層(PCB的頂層或底層)上的實心接地區域。該接地區域將承載直流和射頻回流，通過PCB流向分配的接地區域。該元件“接地焊盤”的第二功能是提供散熱器，所以焊盤應在PCB設計規則允許的情況下包括最大數量的過孔。下圖所示的例子中，在射頻IC正下方的中間接地區域(元件層上)安裝有5 × 5過孔陣列(圖13)。在其它布局考慮允許的情況下，應使用最大數量的過孔。這些過孔是理想的通孔(穿透整個PCB)。這些過孔必須電鍍。如果可能，使用導熱膠填充過孔，以提高散熱性能(在電鍍過孔之后、最后電鍍電路板之前填充導熱膠)。

圖13. 在射頻IC正下方的中間接地區域上安放5 × 5過孔陣列