在上期中，我們探討了運算放大器電路穩定性領域的幾個重要問題。

本期，為大家帶來的是《高速 ADC 模擬輸入前端的無源匹配技巧》，將向您展示如何利用平衡-非平衡變壓器實現無源模擬輸入設計的最佳性能。

引言

理解高速模數轉換器 (ADC)前端設計的原理，有時就像學習一項技能。對于任何高速模擬接收器的前端設計來說，簡單地放置一個平衡-非平衡變壓器，然后將兩條走線從變壓器的次級輸出連接到 ADC 的輸入，這種做法并不可取。眾所周知，平衡-非平衡變壓器對帶寬的寄生具有敏感性而且還有其他小問題。本文將向您展示如何利用平衡-非平衡變壓器實現無源模擬輸入設計的最佳性能。更重要的是，您不需要昂貴的平衡-非平衡變壓器或高成本的衰減器就能實現所需的帶寬。

選擇合適的平衡-非平衡變壓器或變壓器的技巧

假設您不需要直流耦合，也就是說，對直流頻率頻段進行采樣。由于平衡-非平衡變壓器不需要額外的電源，因此可降低總體功耗和減小布板空間。此外，由于沒有額外的電源干擾，平衡-非平衡變壓器不會對連接到 ADC 的整體射頻 (RF) 信號鏈增加額外噪聲，這意味著信噪比 (SNR)或噪聲譜密度不會受到影響。

圖 1 展示了兩種用于同一應用場景的平衡-非平衡變壓器，搭配 TI 的 16 位雙通道ADC3669模數轉換器。盡管這兩種變壓器具有相同的帶寬，但由于 ADC 內部采樣網絡的輸入阻抗變化以及印刷電路板 (PCB) 布線的寄生效應，它們的響應最終會有所不同。請注意，當沒有為這兩種平衡-非平衡變壓器進行匹配時，它們的帶寬都會迅速下降。

圖 1：ADC3669 和平衡-非平衡變壓器帶寬比較：

匹配（實線）與未匹配（虛線）

請仔細查看數據表中關于平衡-非平衡變壓器的 PCB 尺寸和布局建議。我們建議嚴格遵循這些建議，否則平衡-非平衡變壓器的響應可能會有所不同。此封裝用于數據表參數采集和 S 參數測量，只有在這些條件下才能達到規格要求。

要了解平衡-非平衡變壓器在特定帶寬范圍內的相位不平衡情況，請注意，平衡-非平衡變壓器固有的相位不平衡越差，ADC 表現出的偶次諧波失真（如二次諧波失真 [HD2]）就會越嚴重。如果 HD2 在您的頻率規劃應用中很重要，我們建議選擇相位不平衡性能良好的平衡-非平衡變壓器。在這方面并沒有明確的指導，因為每種 ADC 對相位差異的靈敏度在其可用頻率范圍內也各不相同。一般來說，開始可以選擇一個在應用帶寬內相位不平衡小于等于5 度的平衡-非平衡變壓器。這樣的相位不平衡對射頻信號鏈中已有的偶次諧波失真的總量影響甚微。

圖 2 展示了上述兩種匹配的平衡-非平衡變壓器方案之間的區別，及其對使用ADC3669時的偶次諧波失真的影響?？梢钥吹剑沃C波失真 (HD3) 在各頻率范圍內基本一致，沒有顯著差異。

圖 2：ADC3669 HD2 和 HD3 的比較：高成本平衡-非平衡變壓器 VS 低成本平衡-非平衡變壓器

如何選擇合適的平衡-非平衡變壓器匹配網絡

多年來，人們多次嘗試仿真和完善平衡-非平衡變壓器匹配網絡的設計。經過數周甚至數月的仿真，并嘗試理解 PCB 寄生效應后，在實際制作 PCB 時，仍可能出現匹配問題。因此，我們建議采用不同的設計流程，從圖 3 所示的拓撲結構開始。

圖 3：通用無源網絡元件預留位置

如果您在考慮這些操作和權衡是否值得，我們建議您參考圖 1。

接下來，我們逐一介紹每個元件，以便了解其在ADC 輸入匹配網絡中的作用或功能：

C1、C2：通常為0.1μF，這些元件用于阻斷直流電流進入平衡-非平衡變壓器或變壓器。有些平衡-非平衡變壓器設計可能連接地和/或直流電源，可能會影響變壓器的功能，導致性能下降。

R1：此元件用于在直流阻斷電容器后、平衡-非平衡變壓器輸出附近，實現反向端接。當布線長度足夠長時，可能需要使用此元件。假設無法在目標頻段內實現完美匹配，為了應對因匹配不完美而在頻率范圍內來回反射的駐波，可能需要進行反向端接。

R2、R3、R4：這些元件可用于多種匹配技術，并可采用多種組合形式來解決平衡-非平衡變壓器與 ADC 之間的匹配難題。對于最寬的頻帶匹配，R2、R3 和 R4 通常配置為阻抗匹配器，以幫助消除平衡-非平衡變壓器與 ADC 之間的駐波，并提供平衡-非平衡變壓器和 ADC 所需的穩定 50Ω 阻抗。雖然這些元件被表示為電阻，但它們也可以采用電容或電感的形式。

C3：此電容器（通常為 0.1μF），用于連接 R3 中心點，為交流電流提供通路。添加 C3 也是一個不錯的選擇，因為當 ADC 輸入達到滿量程時，C3 允許這些交流電流在某個地方流動。C3 也可以放置在 R5 的位置。

R5：此元件用于在 ADC 輸入端的另一側進行反向端接，但并非總是必需的。R5 的作用與 R1 相同，但從相反的方向幫助解決可能累積的駐波問題。通常，當布線長度 ≥300mil 時，R1 或 R5 是必需的。

R6：這是一個反沖元件，通常以電阻的形式存在，但在某些情況下也可作為電感或低 Q 值鐵氧體磁珠，用于抑制從 ADC 內部采樣電路回流到模擬輸入網絡的殘余電荷。此元件在使用無緩沖 ADC 時尤其重要。

在設計時，如果僅僅打算將兩條走線從平衡-非平衡變壓器輸出連接到 ADC 輸入，要格外小心。即使您收集了 S 參數、進行了仿真并向同事展示了設計，這種方法可能仍然代價高昂，除非您對該平衡-非平衡變壓器與 ADC 組合有豐富的使用經驗。

如何使用 ADC3669

在我們的示例中，我們使用 16 位雙通道ADC3669來進行 1.5Ghz 模擬采樣帶寬的寬帶前端匹配設計。該示例還使用了 Mini-Circuits 的TCM2-33WX+ 平衡-非平衡變壓器，該變壓器具有 3GHz 的帶寬和較低的插入損耗，相比于其他更容易匹配的高成本平衡-非平衡變壓器來說，這款變壓器的性價比更高。此外，相比其他同頻率范圍的低成本變壓器，該變壓器具有非常好的相位不平衡性能，小于 5 度。

使用圖 3 中的通用電路，定義匹配時所需的元件不是純阻性元件。在這種情況下，我們將使用電阻器 (R)、內部寄生電容 (C) 和電感器 (L)（R2、R3 和 R6）的組合方案；請參閱圖 4。

圖 4：最終確定的無源網絡匹配

PCB 寄生效應仍然是一個問題，因此需要在您的電路板上測試幾個不同的迭代版本。

獲取平衡-非平衡變壓器和 ADC 的兩組S 參數（如果有），并使用您喜歡的仿真軟件。使用圖 3 中給定的匹配網絡格式，并對 R2、R3 和 R4 采用以下兩種方法之一：

衰減器方法（R2、R3 和 R4 分別約為 8.6Ω、140Ω 和 8.6Ω），將提供 3dB 的衰減。要了解有關此方法的更多信息，請參閱 Electronic Products 雜志上的文章“揭示射頻轉換器模擬輸入的滿量程奧秘”。

分別針對 R2、R3 和 R4 的R、C 和 L 方法，有助于使用 L 作為最后一個元件來抵消 ADC 的 C。這種方法可以使帶寬趨于平坦，從而使平衡-非平衡變壓器在其額定帶寬內發揮性能。不過，這種方法需要一定的迭代。

此方法的目標是不使用有損耗的衰減器。因此，要獲得 R、C 和 L 方法的更多背景信息，請參見 圖 5、圖 6 和 圖 7，了解在網絡中改變 L、C 和 R 的作用（參見圖 4），以及它們在定義最終帶寬和網絡匹配方面的作用。

圖 5 展示了在保持其他元件值不變的情況下，改變 L 值對帶寬的影響?？梢钥吹剑S著 L 值的增加，帶寬會逐漸減小。這意味著 L 值對 ADC 的 C 產生了不利的反應性效應。

圖 5：通帶平坦度響應與不同 R4 位置的 L 值

圖 6 展示了在保持其他元件值不變的情況下，改變 C 值對帶寬的影響?？梢钥吹剑S著 C 值的減小，帶寬緩慢提高，但帶寬平坦度有所下降。這意味著 C 值對平衡-非平衡變壓器在頻率范圍內的回波損耗產生了反應性效應。這些電容器有助于保持平衡-非平衡變壓器的帶寬與頻率。

圖 6：通帶平坦度響應與不同 R3 位置的 C 值

圖 7 展示了在保持其他元件值不變的情況下，改變 R 值對帶寬的影響?？梢钥吹?，隨著 R 值的增加，帶寬緩慢提高，但平坦度有所下降，或者在帶寬響應中出現峰值。R 值的影響幾乎與 L 值相同，因此保持了平衡-非平衡變壓器和 ADC 所需的阻抗匹配。

圖 7：通帶平坦度響應與不同 R2 位置的 R 值

仿真 R、C 和 L 方法將為您提供一個良好的起點，使用仿真軟件中的“調整”功能，可以看到每個元件在網絡匹配中的作用。確定一些合適的初始值，有助于在需要的情況下迭代和完善匹配時，明確應采用的方向。

在匹配設計過程中，對轉換器的應用帶寬進行交流性能掃描，可以洞察性能的動態變化，確保 ADC 沒有出現任何問題。

圖 8 展示了使用我們描述的方法，將輸入網絡匹配到1.5Ghz時，測得的ADC3669帶寬內的交流性能（SNR 和無雜散動態范圍 [SFDR]）。

圖 8：最終匹配網絡的交流性能 (SNR/SFDR) 與頻率間的關系

結語

這里提供了設計千兆赫茲范圍內的平衡-非平衡變壓器與 ADC 匹配網絡的基本步驟，旨在避免您的下一次匹配工作受限于帶寬：

選擇具有一定帶寬余量的平衡-非平衡變壓器或變壓器，從而滿足您的特定應用需求。

如果 HD2 對您的頻率應用非常重要，請選擇相位不平衡小于等于 5 度的平衡-非平衡變壓器。

一個簡化的輸入網絡就可以為大多數使用平衡-非平衡變壓器或放大器與 ADC 匹配的設計提供初始占位符。

雖然可能不需要每個列出的元件，但在初期階段它們可能是有益的，因為仿真中無法捕捉所有的電路板布局布線和 PCB 寄生效應。

了解可能影響帶寬性能的權衡因素，其中一些權衡可能會影響 ADC 的線性性能。